чем в активном режиме. Отсюда следует, что рабочий ток в ключе может значительно превышать ток, допустимый в усилительном каскаде. Такой вывод в общем справедлив и подтверждается справочными данными. Однако при решении вопроса о допустимых токах в ключе не следует забывать о мощности, рассеиваемой при формировании фронтов, когда транзистор временно находится в активном режиме. При большой частоте переключений эта мощность играет существенную, а иногда определяющую роль. Оценим мощности во всех трех режимах ключа ОЭ.

В режиме отсечки ток коллектора равен /о и примерно на порядок превышает ток эмиттера. Напряжение на коллекторном переходе составляет + fg и обычно в несколько раз больше напряжения Е(, на эмиттерном переходе. Таким образом, в режиме отсечки мощность определяется коллекторной цепью и, если Еб < Е, составляет:

Po..EJ,o. (15-70)

Например, при /о = 5 мкА; £=10 В получается Р 0,05 мВт.

В режиме насыщения напряжение t/ положительно, но меньше Ug. Ток /к по-прежнему вытекает из коллектора. Это соответствует поглощению мощности на коллекторном переходе и выделению - на эмиттерном. Результирующая мощность будет равна:

Р ас-/эЛ.н + /к.ьЛ (15-71)

Здесь принято h як [, а омические потери объединены в одном члене /к. нГ, где г - эквивалентное сопротивление, которое можно оценить по формуле

Практически у сплавных транзисторов г = 2-20 Ом, а у пла-нарно-эпитаксиальных г = 10-100 Ом!

Например, если U = 0,1 В; / .н = 5 мА и г = 15 Ом, то Рик 1,1 мВт. Заметим, что в данном случае мощность выделяется в основном на эмиттерном переходе . В ненасыщенных ключах напряжение U больше, чем в насыщенных, и зависит от э. д. с. фиксации (см. рис. 15-24, а). Соответственно больше будет и значение Рнас-

Во время формирования фронтов примем изменения коллекторного тока и напряжения линейными, а длительности обоих фронтов - одинаковыми. Тогда мгновенная мощность, рассеиваемая в коллекторном переходе, будет иметь вид:

Pk = k k=£k/i

У дрейфовых транзисторов, характерных большим сопротивлением коллекторного слоя (см. с, 467), основная мощность может выделяться на сопротивлении Гкк.

Интегрируя функцию Рк в пределах от О до /ф* деля на период перен-лючения Т и удваивая результат, получаем среднюю мощность за время обоих переключений (прямого и обратного):

Р,!. (,5-72)-

Например, при = Ю В; /к.н==5мА; ?ф/Г = 0,05 получается г 0,85 мВт.

Обозначая через отс и нас время нахождения ключа в состояниях отсечки и насыщения и используя выражения (15-70) - (15-72), запишем полную мощность, рассеиваемую в ключе:

Р = 11..Г -f EJko -f + UgjJ- +1 EJkJP . (15-73)

Эта мощность, конечно, не должна превышать допустимое значение Рдоп для данного типа транзистора. При этом в зависимости от частоты и скважности управляющего сигнала получаются различные значения допустимого тока коллектора.

Пренебрегая малосущественным слагаемым, соответствующим интервалу отсечки, получим из условия Р Рдп следующее общее выражение:

. кбф + З/экбнас

\ (квф-ЬЗУзкбнас) + * .

(15-74)

%~ф1Рг нас = нас/-

Рассмотрим типичные частные случаи. Пусть, например, бф = О [практически это означает бф < бнас (Зг/эк/к)]; тогда

(f/sK)6 ac .

(15-75а)

Например, при бнас = 0,5; f/вк =0,1 В; Рдл = 150 мВт; г= 150м из формулы (15-75а) получаем / .н 140 мА. Для бнас = 1 (стационарное насыщение) /к.н < 97 мА.

Пусть бф = 0,5, т. е. импульсы имеют треугольную форму без участков насыщения и отсечки; тогда, полагая в формуле (15-74) бнас О и разлагая квадратный корень в ряд, получаем:

бЯдоп

(15-756)

Например, если Ек- 10 В и Рдоп = 150 мВт, то /к.н 90 мА. Как видим. Этот случай накладывает на ток /к.н наиболее сильное ограничение.

На основании изложенного можно сделать следующие выводы:

1. Допустимые токи в режиме переключения значительно (по меньшей мере в 6 раз) больше, чем в усилительном пежиме (см. (15-75)].

2. В ненасыщенных ключах допустимые токи меньше, чем в насьшхенных, особенно при низких частотах переключения.

3. Рассеиваемая в транзисторе мощность увеличивается, а допустимый ток уменьшается с ростом частоты переключений.

4. Мощность, рассеиваемая в режиме отсечки, не имеет существенного значения, и ее можно не учитывать даже при высокой температуре.

Глава шестнадцатая

СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР

16-1. ВВЕДЕНИЕ

Структура симметричного транзисторного триггера (рис. 16-1) аналогична структуре лампового варианта 1162-1641.

В триггере на рис. 16-1 использовано независимое смещение, которое в большинстве случаев оказывается предпочтительным. Однако возможны схемы с автоматическим

смещением и даже без смещения (см. § 16-3).

При анализе удобно исходить из условия, что закрытое состояние

£-Ь i-L- i-i ij- одного активного алемента обу- / \ /о1 словливает открытое состояние --другого и наоборот. Для определенности будем считать исходным состоянием триггера такое, в котором транзистор Та закрыт, а открыт. Поскольку схема симметрична, все соотношения действительны и для обратного состояния.

В дальнейших рассуждениях подразумевается насыщенный режим транзистора. Добавление элементов нелинейной обратной связи (см. § 15-7) не нарушает работы триггера, рассчитанного на насыщение. Строить же триггер так, чтобы в исходном состоянии открытый транзистор находился в активном режиме (без нелинейной обратной связи), не рекомендуется; в этом случае снижается помехоустойчивость схемы, а выходное напряжение и другие параметры будут существенно зависеть от изменений температуры.

Рис. 16-1. Принципиальная схема симметричного триггера с независимым смещением.

16-2. СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ

При. анализе статического режима будем сначала считать насыщенный транзистор точкой с нулевым потенциалом, а запертый транзистор - генератором тока /о, действующим в цепи база - коллектор.

Последняя аппроксимация основана на том, что ток эмиттера в режиме глубокой отсечки значительно меньше двух других токов