Главная страница  Транзисторные схемы 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 [ 142 ] 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223

тельно меньше сопротивления постоянному току (см. рис. 2-22), поэтому использование диода позволяет усилить связь между базами транзисторов.

При расчете каскада с дополнительной симметрией роль сопротивления Ra (рис. 12-9) играет сопротивление Rg. Поскольку отсутствие трансформатора не позволяет искусственно увеличить сопротивление нагрузки, транзисторы работают с большими токами, чем в обычном трансформаторном каскаде. Однако еще более существенное различие касается входных характеристик: по оси абсцисс на рис. 12-11 и 12-12, б следует откладывать не напряжение t/g. а напряжение Us + + I,R , поскольку потенциал эмиттера меняется вместе с потенциалом базы. Порядок перестройки входных характеристик показан на рис. 12-14. Перестроенные ( динамические ) характеристики позволяют оценить методом пяти ординат [134] входную мощность и нелинейные искажения. В данном случае к. п: д. коллекторной цепи т) совпадает с к. п. д. каскада в целом, поскольку отсутствуют потери в выходном трансформаторе и в цепи смещения.

Is1P)(IiS1+Iho)

Рис. 12-14. Методика построения одной из точек динамической входной характеристики.

Глава тринадцатая УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

13-1. ВВЕДЕНИЕ . .

При разработке усилителей постоянного тока приходится ре-, шать две основные проблемы: согласование потенциалов в.разных частях схемы и уменьшение нестабильности (дрейфа) выходного напряжения или тока в отсутствие сигнала.

, Сначала остановимся на вопросах связи каскада с источником сигнала (рис. 13-1). Поскольку резистор R является необходимым компонентом схемы [для стабилизации режима (см. гл. 6), а часто и для повышения входного сопротивления], то потенциал эмиттера и близкий к нему потенциал базы должны иметь определенное значение, отличное от нуля. С этой целью, на рис. 13-1, а в цепь источника сигнала введена э. д. с. (ее можно осуществить с помощью делителя или полупроводникового стабилитрона, как показано пунктиром). Однако в такой схеме через источник сигнала будет протекать постоянная составляющая тока - ток покоя базы, что часто нежелательно. Для того чтобы избежать тОка через источник сигнала, можно задать потенциал базы U(,q с помощью делителя



(рис. 13-1, б), а для компенсации тока через источник сигнала использовать 9. д. с. Еб = f6c- Если один из полюсов источника сигнала должен быть заземлен, то вход каскада можно выполнить по схеме, показанной иа рис. 13-1, в где используется второй источник питания Ек положительной полярности

Тот же рис. 13-1 иллюстрирует способы согласования каскада с нагрузкой. На рис. 13-1, с и б в цепь нагрузки введена э д. с. £ , которая компенсирует коллекторный потенциал в режиме покоя {Uka) и тем самым предотвращает протекание тока через нагрузку в отсутствие сигнала; э. д. с. Е может быть получена теми же способами, что и Е. Во всех схемах заземление нагрузки возможно только при использовании подвешенного источника компенсирующего смещения (рис. 13-1, е).


Г- \


Рис. 13-1. Варианты согласования потенциальных уровней источника сигнала,

нагрузки и каскада.

а - схема с заземленными источниками смещения; б - схема о заземленными источ-винами смещения и делителем в цепи базы; в - схема с двумя источниками пнтаннн и ваземленными источником сигнала и нагрузкой.

В дальнейшем вопросы согласования каскада с источником сигнала и нагрузкой будем опускать, считая, что они решаются одним из описанных способов, и на схемах не будем показывать элементы Е Ri и R .

Проблема стабильности в транзисторных усилителях постоянного тока имеет свою специфику по сравнению с проблемой дрейфа в ламповых схемах. Это объясняется тем, что на положение рабочей точки помимо хаотических колебаний напряжения источников питания и хаотической ползучести параметров влияет еще и температура. Температурная зависимость характеристик и параметров, несмотря на индивидуальный количественный разброс у отдельных транзисторов, подчиняется определенным законам, которые были рассмотрены в гл. 2 и 4. Поэтому температурный дрейф в отличие от временной ползучести может бьпъ в значительной степени уменьшен схемным путем. Прежде чем рассмотреть эти схемы, остановимся на количественной оценке температурного дрейфа.

* Значение э. д. с. и в целом параметры входной цепи рассчитывают из условия 1/бо= 0. Потенциал l/go можно записать, пользуясь теоремой узлового напряжения в форме (15-U6), где под током / следует понимать ток покоя базы. Делитель Ri-R2 в таком варианте в сущности не нужен, так как база заземляется через источник Сигнала,



13-2. ТЕМПЕРАТУРНЫЙ ДРЕЙФ

Абсолютную величину дрейфа в транзисторном каскаде чаще всего выражают приращением коллекторного тока б/. В § 6-2 величина б/к обозначилась через А/д и была найдена как функция приращений А/ко, Af/gg и Др. Теперь учтем влияние еще одного параметра, зависящего от температуры, - сопротивления коллекторного перехода.

Как известно, сопротивление влияет на коэффициент передачи базового тока. Это влияние можно проанализировать с помощью выражения (7-20). Дифференцируя (7-20) по г, нетрудно привести соответствующее частичное приращение к виду

(ДРо.)г, = РтП1-У)4?-- (13-1а)

Второе частичное приращение находим, дифференцируя (7-20) по р.

(ДРо,)р = Дру. (13-16)

Сложив выражения (13-1), найдем полное приращение Apg и, поделив его на Рое, получим:

Еще одно влияние, которое оказывает сопротивление на дрейф, связано с наличием составляющей коллекторного тока, обусловленной этим сопротивлением и источниками питания. Для анализа этого влияния воспользуемся схемой на рис. 13-2, а. Здесь для общности, как и на рис. 6-2, а, показаны э. д. с. во всех трех ветвях, но положено f/gg = О (тем самым считается, что - внешнее сопротивление в цепи базы). Преобразуем входную цепь по теореме об эквивалентном генераторе. Складывая э. д. с. и э. д. с. эквивалентного генератора, получаем схему на рис. 13-2, б, где

коэффициенты Vs и уа определяются обычными соотношениями. Применим метод суперпозиции. Положим сначала, что обратная связь отсутствует (Р = 0); тогда

С учетом обратной связи (Р ф 0) ток / , как нетрудно показать, будет в 1 -f Рое7б раз меньше. Беря производную d/Jdr и

В усилителях постоянного тока нет блокирующих емкостей, поэтому коэффициент V* следует рассчитьшать с учетом как внутренних, так и внешних сопротивлений схемы. А именно, в формулу (7-19а) вместо сопротивлений. Гв Rt + rQ нужно подставить R и Rq (см. рис. 6-2).



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 [ 142 ] 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223

© 2000 - 2021 ULTRASONEX-AMFODENT.RU.
Копирование материалов разрешено исключительно при условии цититирования.