нимают вид*:

?Bx = (-6+-s)(i+PV6o): (8-166)

(l-fPV6o). (8-16В)

Последние два выражения знакомы по § 7-2.

Чтобы учесть влияние сопротивлений Rj. и /?, показанных на рис. 8-4, б пунктиром, нужно воспользоваться коэффициентами вх о и =вых i. которые согласно (8-7а) и (8-8а) имеют значения:

<. Гб t > к

I 6вых1

Тогда с помощью табл. 8-1 и формул (8-14) получим параметры каскада ОЭ:

y~(Rr + 6 + aT(l-bPo.V6)

/?вх = С-б -Ь /-э) (1 + РоеТбо); (8-176)

Rob.x=-K(l-f РУб). (8-17В)

где Y6 имеет значение (7-9), а Ро отличается от значения (7-20) лишь тем, что вместо суммарного сопротивления R \\ Ru учтено одно сопротивление /? .

Сравнительная оценка. Таким образом, при использовании Т-образной эквивалентной схемы внутренняя обратная связь в каскаде ОЭ всегда является обратной связью по току. Что касается классификации по входу, то в зависимости от типа источника сигнала (генератор тока или генератор э. д. с.) внутренняя обратная связь может быть либо параллельной (сложение токов, рис. 8-3), либо последовательной (сложение напряжений, рис. 8-4). В первом случае основным усилительным параметром будет коэффициент усиления тока, во втором - крутизна.

Первый случай (источник сигнала в виде генератора тока) характерен для многих транзисторных каскадов. Однако он связан с использованием параметров а и г, неудобных для схемы с обшим эмиттером; кроме того, приходится иметь дело с положительной обратной связью, что менее привычно в усилительной технике; наконец в инженерной практике более распространены расчеты с коэффициентом усиления напряжения, чем с коэффициентом усиления тока. Поэтому при анализе внутренней обратной связи методически удобнее исходить из этивалентной схемы с последовательной связью и генератором э. д. с. в качестве источника сигнала (рис. 8-4).

В тех случаях, когда сопротивление настолько велико, что пользование естественным параметром такой схемы - крутиз-

Для идеального транзистора, у которого О, получается S= - a/z-j, что совпадает с определением крутизны на с. 222 с точностью до знака. .

ной нелогично, можно перейти к коэффициенту усиления тока (см. табл. 8-2):

V с /? Peg fir

A, -,iy/<, l+pg + +

Последнее выражение, естественно, совпадает с (8-13а). При условии /?г > б + в оба они дают значение

которое является основой важнейших формул в гл. 6 и 7. Эту величину можно трактовать как коэффициент усиления тока транзисторного кастда при достаточно большом сопротивлении источника сигнала и достаточно малом сопротивлении нагрузки.

Анализ и выводы, приведенные в данном параграфе, относятся, конечно, не только к области средних частот, но и к другим частотным или временным диапазонам, а также к постоянным составляющим токов и напряжений. Именно такой была методика исследований в гл. 6 и 7.

В заключение напомним, что наряду с внутренней обратной связью по току в транзисторных каскадах всегда действует внутренняя обратная связь по напряжению, которая на рис. 4-13 и 4-24 отражена генератором э. д. с. Цэкк- Таким образом, внутренняя обратная связь, вообще говоря, смешанная. Однако роль обратной связи по напряжению, как правило, невелика (см. § 7-1) и ее приходится учитывать лишь в каскадах с весьма высокоомной нагрузкой. Методика учета была показана в § 7-2 [см. формулы (7-21)].

8-4. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ

Один из важнейших каскадов с глубокой отрицательной обратной связью - эмиттерный повторитель - подробно рассматривается в гл. 9. В настоящем параграфе рассмотрены другие варианты обратных связей, как местных, так и общих. При этом во всех случаях обратная связь считается глубокой.

Местная обратная связь по току. Этот вид обратной связи, знакомый по каскаду с коррекцией (см. рис. 7-16), обеспечивается простейшим способом - включением активного сопротивления Rq последовательно с эмиттером (рис. 8-5). При этом остаются в силе выражения (8-17), а также выражения, приведенные в § 7-2 и 7-4, с заменой величины на сумму -Ь Rg. На практике всегда берут 0 г, чтобы полнее использовать преимущества обратной связи , поэтому в указанные выражения можно вместо г, подставлять Rq. 1----

Казалось бы, глубину обратной связи можно увеличить, не включая внешний резистор Rfi, а уменьшая рабочий ток транзистора, поскольку уменьшение тока приводит согласно (4-22) к увеличению сопротивления Гд. Однако такой вариант неравноценен основному (рис. 8-5): во-первых, глубина обратной связи оказывается функцией режима (рабочего тока); во-вторых, режим малых токов (микрорежим) характерен ухудшением усилительных и частотных свойств схемы, а также меньшим динамическим диапазоном.

Произведя эту замену в формуле (8-176), получим:

/?ох = (/-б + Ло) (1 + РоеТбо) РоЛ.

(8-19)

[коэффициент v* записан с учетом условия \\ R R !! (г + + i?r), см. (7-19а)1.

Сравнивая (8-19) с (7-15), видим, что входное сопротивление значительно больше, чем в обычном каскаде (поскольку Rg г).

Это вполне отвечает свойствам последовательной обратной связи. Например, если Ri) = 500 Ом и рое = 50, то /?вх ~ 20 кОм.

Заменив на R в формуле (8-17в), получим:

?вь.х = -к(1 + РТб). (8-20)

Ro R,

i?r-f-6 + /?o

Рис. 8-5. Упрощенная схема каскада с местной последовательной обратной связью по току.

Сравнивая (8-20) с (7-23), приходим к выводу, что выходное сопротивление тоже больше, чем в обычном каскаде (из-за того, что 7б > Тб)- Это обстоятельство соответствует общим свойствам обратной связи по току. На пример, если R = 3Ro = 1,5 кОм, р 50 и / к = 1 МОм, то

250 кОм.

Заменив на Ro в формуле (8-17а) и умножив крутизну на суммарную нагрузку II Rb> получим коэффициент усиления напряжения:

Рое (Rk II Rn) Рое (Rk II Rn) /с 01\

(Rr + re + Rc) О+&оеУб)~ Rr + RsK

Сравнивая (8-21) с (7-4а) и (7-16), убеждаемся, что коэффициент усиления меньше, чем в обычном каскаде, как и должно быть при отрицательной обратной связи. Если связь глубокая, т. е. poeVe > 1 (или, что то же самое, R /?вх), то

/8-221)

Отсюда ясно, что значение сопротивления Ro ограничено условием Ro Rk II Rh (это условие использовалось выше при записи