Учитывая, что величина у В согласно (14-27) есть коэффициент усиления, можно сказать, что выраокения (14-30) устанавливают связь между усилением и режимом каскада. Например, если принять Yb = /С1 = 5; t/ = 3 В и £=10 8, то из (14-306) получим Uai= А,2ЪЪ; потенциал Ud будет иметь такое же значение. Если при тех же начальных условиях нужно обеспечить Uci = 6 В, то из (14-ЗОа) получаем Ui = 3,45 В.

Теперь перейдем к каскаду с разнотипными транзисторами (рнс. 14-6, е). В этом случае нагрузочный транзистор включен тоже по схеме 03, но роль сопротивления в формуле (14-22) теперь играет не входное, а выходное сопротивление /?вь1хОЗ-

Если бы транзистор работал в насыщенном режиме, то имело бы место равенство выхОЗ ~ гз* Такой вариант (когда последовательно включены два весьма больших дифференциаль ных сопротивления, в данном случае Rii и Ri характерен низкой стабильностью.

В ненасыщенном режиме* транзистора сопротивление /?вь1хОЗ можно найти из выражения (5-69а); запишем его следующим образом:

--b2(3.-(l-V.) (1-2>

где Vg= ,г--коэффициент ненасьщенности (О < < 1).

Приравнивая токи Ui и /са, из которых первый выражается формулой (5-60), а второй - формулой (5-58), можно получить соотношение, аналогичное (14-29):

. УВ

Подставляя (14-31) в (14-22) вместо R, заменяя Rn на p.i/Si, выражая согласно (5-62) и учитътвая (14-32), приведем коэффициент усиления к виду

fa(l-V2) , , 1-V2

Приближенная формула получена из условия Yb fij, которое позволяет пренебречь единицей в знаменателе точной формулы при всех реальных значениях V2 [реальные значения не превышают 0,8, в противном случае выражение (5-69а) дает большую погрешность].

Сравнивая (14-33) и (14-27), убеждаемся, что данная схема может иметь преимуществ перед предыдущей: если, например, Vg = 0,7, то 7СЗ,2У в. С уменьшением коэффициента Vg выигрыш уменьшается. Несмотря на это преимущество, схема с разнотипными транзисторами реже используется на практике в связи с тем, что качественные МДП транзисторы с -каналом получены только в самое последнее время. Поэтому ниже в основу ДК положен каскад с однотипными р-канальными транзисторами.

ному. В частности, используя в цепях истоков дополнительный источник питания -f- можно получить нулевые (относительно земли) начальные потенциалы и на входе, и на выходе.

В случае биполярных транзисторов аналогичное равенство t/g = невозможно, так как оно соответствует границе активного и насыщенного режимов. В активном режиме, когда Uk > б. возникают те проблемы согласования каскадов и их индивидуализации по смещениям, о которых говорилось в § 13-3.

* Условие ненасьнценного режима {/32 - > Uz в данной схеме обеспечивается при выполнении неравенства Uci > Uo-

однотактные каскады (рис. с постоянным смещением.

Простейший безрезисторный ДК на МДП транзисторах показан на рис. 14-7. Плечами этого ДК являются рассмотренные выше

14-6, б). Транзистор То. работающий выполняет функцию источника тока, подобно транзистору на рис. 14-3. Цепь смещения транзистора То для простоты не показана.

Анализ схемы с учетом разброса основных параметров плеч приводит к следующим выражениям для коэффициентов передачи 11461:

/Cv.v==

(14-34а) (14-346)

Рис. 14-7. Дифференциальный каскад на МДП транзисторах.

К д.,

(14-34В) (14-34Г)

В формулах (14-34) приняты следующие обозначения. Для средних величин:

Sep = -9 (51-1-52).

Для разбросов (допусков) относительно средних значений:

б/С-

Ki - Ka

1-2 Sep

Индексами I и 2 обозначены величины, относящиеся соответственно к плечам, содержащим транзисторы Tj и Т, Ню - внутреннее сопротивление транзистора То. Под крутизнами Si и Sg, строго говоря, понимаются не крутизны самих транзисторов, а крутизны однотактных каскадов, составляющих плечи ДК. Однако в данной схеме эта замена несущественна .

Деля (14-34г) на (14-34в), получаем коэффициент подавления синфазного сигнала:

Как видим, коэффициент подавления определяется относительным разбросом коэффициентов усиления плеч и произведением SpRiv

* Связь между крутизной самого транзистора S и крутизной каскада S* имеет вид:

При типичном условии Rt, < Ri, равносильном условию /( <я1см. (14-22)1, получаем S* S.

Разброс б/С зависит главным образом от разброса геометрических размеров - длин L и ширин Z каналов соответствующих транзисторов 1см. (14-27) и (14-26)]. Что касается произведения SRio, то возможности его увеличения будут яснее после некоторых преобразований.

А именно, положим, что оба плеча ДК идентичны и имеют средние параметры (/р, S bp). Тогда, записывая (5-63) для Sep и для So и учитывая, что if, = 2/ср, нетрудно получить соотношение

WW- . .

Во-. (14-37)

Теперь, подставляя (14-36) в (14-35) и пренебрегая единицей в числителе, можно записать коэффициент подавления в весьма наглядной форме:

Например, если Вд = 0,4, jio = 50 и б/С = 0,02, то /Сп 3500 (т. е. 70 дБ).

Очевидно, что для величины /Сп определяющею роль играет разброс коэффициентов усиления плеч. Учитывая (14-27), (14-25) и (5-55), можно сказать, что в общем случае этот разброс обусловлен допусками на подвижность, толщину диэлектрика и геометрический фактор ZIL. При интегральном исполнении ДК главное значение имеет последний допуск, при использовании дискретных транзисторов, изготовленных по одному и тому же фотошаблон у, - первые два допуска, а при использовании произвольных транзисторов - все три допуска. Как правило, интегральное исполнение обеспечивает снижение разброса на порядок по сравнению с дискретным ДК на неподобранных транзисторах.

Из выражения (14-38) ясна роль еще двух параметров - 0 и Во- У большинства МДП транзисторов коэффициент имеет максимум при токах, в несколько раз меньших номинального (см. сноску на с. 306). Значит, если это допускают условия стабильности (с учетом малой разности - U, следует ставить транзистор Го в режим пониженных токов.

Что касается коэффициента В, то его уменьшение, диктуемое выражением (14-38), может бьп-ь достигнуто двумя путями: уменьшением удельной крутизны и увеличением удельной крутизны Ьср- Первый путь связан с уменьшением геометрического фактора ZJLq. Если длина канала Lo такая же, как у основных транзисторов (5-10 мкм), то получить отношение ZJLo < 1 затруднительно по технологическим причинам (разрешающая способность фотолитографии). Если же увеличить длину канала Lo, то может заметно