Главная страница  Транзисторные схемы 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 [ 151 ] 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223

Учитывая, что величина у В согласно (14-27) есть коэффициент усиления, можно сказать, что выраокения (14-30) устанавливают связь между усилением и режимом каскада. Например, если принять Yb = /С1 = 5; t/ = 3 В и £=10 8, то из (14-306) получим Uai= А,2ЪЪ; потенциал Ud будет иметь такое же значение. Если при тех же начальных условиях нужно обеспечить Uci = 6 В, то из (14-ЗОа) получаем Ui = 3,45 В.

Теперь перейдем к каскаду с разнотипными транзисторами (рнс. 14-6, е). В этом случае нагрузочный транзистор включен тоже по схеме 03, но роль сопротивления в формуле (14-22) теперь играет не входное, а выходное сопротивление /?вь1хОЗ-

Если бы транзистор работал в насыщенном режиме, то имело бы место равенство выхОЗ ~ гз* Такой вариант (когда последовательно включены два весьма больших дифференциаль ных сопротивления, в данном случае Rii и Ri характерен низкой стабильностью.

В ненасыщенном режиме* транзистора сопротивление /?вь1хОЗ можно найти из выражения (5-69а); запишем его следующим образом:

--b2(3.-(l-V.) (1-2>

где Vg= ,г--коэффициент ненасьщенности (О < < 1).

Приравнивая токи Ui и /са, из которых первый выражается формулой (5-60), а второй - формулой (5-58), можно получить соотношение, аналогичное (14-29):

. УВ

Подставляя (14-31) в (14-22) вместо R, заменяя Rn на p.i/Si, выражая согласно (5-62) и учитътвая (14-32), приведем коэффициент усиления к виду

fa(l-V2) , , 1-V2

Приближенная формула получена из условия Yb fij, которое позволяет пренебречь единицей в знаменателе точной формулы при всех реальных значениях V2 [реальные значения не превышают 0,8, в противном случае выражение (5-69а) дает большую погрешность].

Сравнивая (14-33) и (14-27), убеждаемся, что данная схема может иметь преимуществ перед предыдущей: если, например, Vg = 0,7, то 7СЗ,2У в. С уменьшением коэффициента Vg выигрыш уменьшается. Несмотря на это преимущество, схема с разнотипными транзисторами реже используется на практике в связи с тем, что качественные МДП транзисторы с -каналом получены только в самое последнее время. Поэтому ниже в основу ДК положен каскад с однотипными р-канальными транзисторами.

ному. В частности, используя в цепях истоков дополнительный источник питания -f- можно получить нулевые (относительно земли) начальные потенциалы и на входе, и на выходе.

В случае биполярных транзисторов аналогичное равенство t/g = невозможно, так как оно соответствует границе активного и насыщенного режимов. В активном режиме, когда Uk > б. возникают те проблемы согласования каскадов и их индивидуализации по смещениям, о которых говорилось в § 13-3.

* Условие ненасьнценного режима {/32 - > Uz в данной схеме обеспечивается при выполнении неравенства Uci > Uo-



однотактные каскады (рис. с постоянным смещением.

Простейший безрезисторный ДК на МДП транзисторах показан на рис. 14-7. Плечами этого ДК являются рассмотренные выше

14-6, б). Транзистор То. работающий выполняет функцию источника тока, подобно транзистору на рис. 14-3. Цепь смещения транзистора То для простоты не показана.

Анализ схемы с учетом разброса основных параметров плеч приводит к следующим выражениям для коэффициентов передачи 11461:


/Cv.v==

(14-34а) (14-346)

Рис. 14-7. Дифференциальный каскад на МДП транзисторах.

К д.,

(14-34В) (14-34Г)

В формулах (14-34) приняты следующие обозначения. Для средних величин:

Sep = -9 (51-1-52).

Для разбросов (допусков) относительно средних значений:

б/С-

Ki - Ka

1-2 Sep

Индексами I и 2 обозначены величины, относящиеся соответственно к плечам, содержащим транзисторы Tj и Т, Ню - внутреннее сопротивление транзистора То. Под крутизнами Si и Sg, строго говоря, понимаются не крутизны самих транзисторов, а крутизны однотактных каскадов, составляющих плечи ДК. Однако в данной схеме эта замена несущественна .

Деля (14-34г) на (14-34в), получаем коэффициент подавления синфазного сигнала:

Как видим, коэффициент подавления определяется относительным разбросом коэффициентов усиления плеч и произведением SpRiv

* Связь между крутизной самого транзистора S и крутизной каскада S* имеет вид:

При типичном условии Rt, < Ri, равносильном условию /( <я1см. (14-22)1, получаем S* S.



Разброс б/С зависит главным образом от разброса геометрических размеров - длин L и ширин Z каналов соответствующих транзисторов 1см. (14-27) и (14-26)]. Что касается произведения SRio, то возможности его увеличения будут яснее после некоторых преобразований.

А именно, положим, что оба плеча ДК идентичны и имеют средние параметры (/р, S bp). Тогда, записывая (5-63) для Sep и для So и учитывая, что if, = 2/ср, нетрудно получить соотношение

WW- . .

Во-. (14-37)

Теперь, подставляя (14-36) в (14-35) и пренебрегая единицей в числителе, можно записать коэффициент подавления в весьма наглядной форме:

Например, если Вд = 0,4, jio = 50 и б/С = 0,02, то /Сп 3500 (т. е. 70 дБ).

Очевидно, что для величины /Сп определяющею роль играет разброс коэффициентов усиления плеч. Учитывая (14-27), (14-25) и (5-55), можно сказать, что в общем случае этот разброс обусловлен допусками на подвижность, толщину диэлектрика и геометрический фактор ZIL. При интегральном исполнении ДК главное значение имеет последний допуск, при использовании дискретных транзисторов, изготовленных по одному и тому же фотошаблон у, - первые два допуска, а при использовании произвольных транзисторов - все три допуска. Как правило, интегральное исполнение обеспечивает снижение разброса на порядок по сравнению с дискретным ДК на неподобранных транзисторах.

Из выражения (14-38) ясна роль еще двух параметров - 0 и Во- У большинства МДП транзисторов коэффициент имеет максимум при токах, в несколько раз меньших номинального (см. сноску на с. 306). Значит, если это допускают условия стабильности (с учетом малой разности - U, следует ставить транзистор Го в режим пониженных токов.

Что касается коэффициента В, то его уменьшение, диктуемое выражением (14-38), может бьп-ь достигнуто двумя путями: уменьшением удельной крутизны и увеличением удельной крутизны Ьср- Первый путь связан с уменьшением геометрического фактора ZJLq. Если длина канала Lo такая же, как у основных транзисторов (5-10 мкм), то получить отношение ZJLo < 1 затруднительно по технологическим причинам (разрешающая способность фотолитографии). Если же увеличить длину канала Lo, то может заметно



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 [ 151 ] 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223

© 2000 - 2021 ULTRASONEX-AMFODENT.RU.
Копирование материалов разрешено исключительно при условии цититирования.