чаев может быть главным. Из соотношения

следует, что максимальная мощность рассеивается в режиме покоя (при Ра = 0) и равна Ро- Выражая мощность Pq как PJy]., получаем ограничение:

* н. макс <кРк.доп- (12-11)

Подбирая транзистор по заданной мощности в нагрузке или оценивая возможности заданного транзистора, нужно использовать обе формулы (12-10) и (12-11), учитывая при зтом замечания в сноске на с. 415.

Полный расчет каскада включает в себя определение входной мощности Рвх, необходимой для раскачки каскада. В общем случае расчет величины Р осложняется тем, что входная характеристика 1 {Ug) нелинейна. Однако, если рабочий диапазон эмиттерных токов лежит в пределах ее омического участка, последний можно линеаризировать и использовать в расчетах усредненную величину входного сопротивления i?Bx.cp (рис. 12-3, где точки А, В и С соответствуют этим же точкам на рис. 12-2). Тогда

эгпвх.ср

(12-12)

Рис. 12-3. Входная характеристика каскада ОБ и ее идеализация для расчета входной мощности.

На омическом участке ток достаточно велик, поэтому можно пренебречь сопротивлением эмиттерного перехода и получить из формулы (10-1):

вх. ср

{1~а)г,:

Разделив (12-1) на (12-12), найдем коэффициент усиления мощности; полагая 1д, == 1, запишем его в следующих трех формах:

вх. ср

(12-13)

Первая форма удобна при графической линеаризации входной характеристики, вторая - в случае транзисторов малой и средней мощности (для которых указывается коэффициент р, а сопротивление Гб лежит в пределах от 10-20 до 1-2 Ом), третья - в случае транзисторов средней и большой мощности (для которых обычно указывается крутизна S). В каскаде ОБ коэффициент усиления получается невысоким (20-30, а иногда и меньше).

Выражения (12-13) показывают, что сопротивление Rh желательно делать большим. Поэтому, как следует из (12-2), заданную мощность целесообразно обеспечивать повышением амплитуды н а -пряжения, а не тока.

Нелинейные искажения. 1 ранзисторныи усилитель характерен тем, что нелинейные искажения возникают не только в выходной (коллекторной), но и во входной цепи. В первом случае искажения обусловлены зависимостью коэффициента а от тока, во втором - нелинейностью входной характеристики.

Пусть задан синусоидальный ток i, источником которого служит генератор тока (рис. 12-4, а). Тогда кривая и, (/) будет сильно искажена, но это не имеет значения, так как параметром выходного семейства (см. рис. 12-2) является ток 1. Кривая (4 = = aig будет почти синусоидальной, хотя в принципе положительная полуволна должна быть несколько меньше отрицательной из-за уменьшения коэффициента а в области больших токов.

Рис. 12-4. Нелинейные искажения во входной цепи каскада ОБ.

а - при заданном токе; б - при заданном напряжении.

Пусть теперь задано синусоидальное напряжение и, источником которого служит генератор э. д. с. (рис. 12-4, б). Тогда входной ток (О, а вместе с ним и ток (t) окажутся резко несинусоидальными: будет сильно приплюснута отрицательная полуволна. С увеличением пересчитанного сопротивления источника сигнала R нелинейные искажения уменьшаются, так как при этом режим входной цепи приближается к режиму заданного эмиттерного тока Однако с увеличением сопротивления Rr возрастают потери мощности в нем, т. е. ухудшается передача мощности от предоконеч-ного каскада. Поэтому значения Rr Rx.cp невыгодны. Из рис. 12-4 ясно, что нелинейные искажения будут меньше, если не используется начальный криволинейный участок входной характеристики. Значит, минимальный эмиттерный ток he следует выбирать достаточно большим (у мощных транзисторов - десятки и сотни миллиампер), хотя при этом к. п. д. коллекторной цепи будет несколько снижаться.

Методика расчета нелинейных искажений и выбора сопротивления Rr иллюстрируется на рис, 12-5. Сначала выбирают точки С и В. Первой соответствуют токи he (см. выше) и /к. мин второй -

Рис. 12-5. Графоаналитический расчет нелинейных искажений (метод трех ординат). Исходные величины /к.макс и /к.шн! искомая величина /о (определяется по точке о, лежащей посередине между бис).

ТОК /к.макс = 2/ т + / . ин- Ззтем задзются сопротивлением Rr вх.ср и проводят из точек в и с линии нагрузки Rr до пересечения с осью и; на ней получаются точки b и с, определяющие двойную амплитуду напряжения U. Точка о, лежащая посередине между b и с, определяет ток ! . Если коэффициент /С ., вычисленный по формуле (12-1), не удовлетворяет заданным требованиям, следует увеличить Rp или /эмин и повторить расчет.

Коэффициент транаюрма-ции входного трансформатора определяется из очевидного соотношения

tiiVRr, (12-14)

в котором величина Rr считается известной либо из расчета нелинейных искажений, либо из условия согласования Rr ~

~ Rex-

Свойства мощных каскадов в области низких частот такие же, как у маломощных каскадов (см. § 11-4). Поэтому выбор ин-дуктивностей трансформаторных обмоток можно проводить, исходя из формул (11-12) и (11-13).

Особенности каскада ОЭ. Схема мощного каскада, показанная на рис. 12-6, отличается от схемы маломощного трансформаторного каскада (см. рис. 11-1, а) прежде всего отсутствием сопротивления R. Такое отличие объясняется тем, что при токе эмиттера от 0,1 А и выше сопротивление R, а значит, и сопротивление делителя в цепи базы должны были бы иметь очень малое значение. Это привело бы к резкому увеличению расхода мощности. Кроме того, конденсатор должен был бы иметь огромную емкость. Использование диода в нижнем плече базового делителя удобно тем, что при этом легко получить необходимое смещение на базе и в то же время обеспечить очень малое дифференциальное сопротивление нижнего плеча, т. е. достаточную стабилизацию режима. Кроме того, температурной стабильности способствуют близкие по величине температурные коэффициенты напряжений на диоде и на эмиттерном переходе транзистора. . .

Рис. 12-6. Однотактный каскад ОЭ класса А.