зисторе с линейной нагрузкой в цепи стока Rc и запуском от генератора прямоугольных импульсов с Rt=0. Тогда переходной процесс описывается нелинейным дифференциальным уравнением первого порядка (рис. 3.8)

diir

(3.5)

I ={Uu-Uc)IRc (3.6)

ток, текущий через резистор Rc, /с(Ш,£/с) -ток стока ПТ; Со=Сси + Сзс4 Ч-См + Сн - общая емкость в цепн стока, включающая емкость монтажа См и нагрузки Сн.

Решим это уравнение графически. При этом разобьем общий временной интервал графического интегрирования иа равных отрезков Ati = At2= = ...=Atn=At. Предположим, что при включении транзистора емкость Со на каждом отрезке разряжается неизменным током ic n. Тогда приращение напряжении на стоке Ac/cN = cjvf/Co. Это уравнение является уравнением наклонной прямой, образующей с осью 1с выходных характеристик угол

Ф = агс1е(ДУс Af/ic А-) =arctg(A/A/Co). (3.7)

На рис. 3,9 показано графическое построение зависимостей ucit) при

Рис. 3 9. Графический расчет переходных процессов при запуске ключа рис 3 8 от источника перепада

Рис. 3.10. Графический расчет переходных процессов при запуске ключа рис. 3.8 от источника экспоненциального перепада

включении ПТ перепадом напряжения: (Уз = 0 при tO; U3=U при />0.

На семействе выходных характеристик выбирается кривая для U3 = U и строится по уравнению (3.6) линия нагрузки (ЛН) резистора Rc Из исходной точки О проводится перпендикуляр до пересечения с кривой выходной характеристики в точке Из точки / проводим наклонную прямую под углом ф к оси /с до пересечения с линией нагрузки ЛН в точке /. По горизонтали точка / отстоит от О на значение приращения ЛУсь Далее построения повторяются. В инжней части графика откладываем значения At и ас. Временной масштаб определяется из (3.7) по заданному углу ф (или, напротив, по заданному Atf, определяется угол ф).

Рассмотрим теперь более сложный случай, когда необходимо учесть просачивание входного перепада через проходную емкость Сзс. При запуске перепадом напряжения это приводит к появлению скачка напряжения иа стоке, реакция на который имеет экспоненциальный характер:

AU=iUC3c/Co)expi-tlRcCo). (3.8)

Это означает смещение по времени ЛН резистора Rc на величину AU. К исходному состоянию ЛН приходит при - -оо или практически при > >3/?сСо

При построении рис. 3.10 вначале с помощью (3.8) строится ряд ЛН Ra для моментов времени Д, At.....Ддг. Каждый шаг графического интегрирования проводим с использованием соответствующей ЛН Выходное иапряжение при этом имеет характерный выброс.

Графический метод применим и для более сложных случаев, когда запуск производится сигналом произвольной формы и нагрузка нелинейна (например, когда вместо Rc применяется дополнительный транзистор). Допустим, запуск производится перепадом напряжения, но при конечном сопротивлении источника запускающего сигнала /?г. При этом напряжение на затворе будет меняться по экспоненциальному закону з(0=Щ1-ехр(-;/?гСзи)1.

Для построения завнсимости uc{t) вначале строится семейство кривых выходных характеристик для различных моментов t н соответствующих нм значений U3 При каждом шаге графического интегрирования используется соответствующая кривая семейства выхотных характеристик (рис. 3.11)

Рис. 3.11. Графический расчет переходных процессов при нелинейной нагрузке

Рнс. 3.12 Графический расчет переходных процессов при выключении ключа

Аналогичным образом можно построить зависимость ac{t) при выключении транзистора. На рнс. 3.12 показано такое построение при выключении сигналом-

Us{t) = Ui при /<0, U3{t) = U2<Ui при >0.

Описанный способ применим и при иелинейлой емкости Со. В этом случае процесс построения более трудоемок, так как необходимо менять ф в соответствии с зависимостью Со от Uc n (при переходе от одного шага к другому). В пределах одного шага принимается Со((/с л ) =const.

Погрешность расчетов графическим методом может доходить до 10... ,..15%, что существенно меньше, чем прн аналитических методах расчета, использующих усредненные параметры приборов. Для ключей на мощных GaAs ПТШ погрешность расчетов больше (до 25... 30%), что, однако, вполне приемлемо для схем с рекордным быстродействием.

3.4. Двухтактные ключи

Ключи, описанные выше, имеют высокое выходное сопротивление (/? или Rc) в разомкнутом состоянии. Поэтому они плохо работают, если нагрузкой является емкость или линия передачи. В этом случае целесообразно применение двухтактных ключей (рис. 3.13).

О) 0)

Рис. 3.13. Двухтактные ключи на мощных МДП-транзисторах

В схеме рис. 3.13, а транзисторы УП и УГЗ, включенные по схеме с общим истоком, нормально (УвхУо) закрыты. Напряжение со стока УП, равное Уси выкл ~Уп, поступает иа выход через истоковый повторитель, собранный на транзисторе УГ2. Его выходное сопротивление /вых I/S2, где 52 -крутизна И2. При Увх>Уо транзисторы УП и УГЗ открыты, разность потенциалов между их стоками близка к нулю и УГ2 закрыт. При этом выходное сопротивление ключа /?вых 1/5з, где S3 - крутизна УГЗ. Обычно УГ2 и УГЗ применяются одного типа, поэтому обеспечивается одинаковое и малое /?вых в обоих состояниях ключа. Значение /?вы150 Ом обеспечивается прн использовании транзисторов с So>20 мА/В (приборы КП902, КП905 и КП908).

Ключ на рис. 3.13, б можно рассматривать как комбинацию собственно ключа с двухтактным выходным каскадом иа комплементарных ПТ УГ2 и УГЗ. При этом УГ2 обеспечивает ускоренный заряд Сн, а УГЗ - ускоренный разряд. Значения /?вых соответствуют приведенным выше. Ввиду малой распространенности мощных МДП-транзисторов с каналом р-типа (УГ2) эта схема применяется реже, чем схема иа рис. 3.13, а.

Оценим приближенно времена переключения ключа на рис. 3.13, а. В исходном состоянии УП закрыт и выходное напряжение Увы1 Уп-Узи> = = Увых. При подаче входного импульса начинает разряжаться общая выходная емкость C CH< + CH-l-C<>-f С<н- Большую часть времени ра -ряда ток разряда С равен S*(6 bx м-У о)- Следовательно, время разряда

<р С (Уых-вых)/5Г(Увхм-о). где 1/,-/-перепад напряжении на выходе. Здесь верхние индексы в скобках указывают на номер транзистора.

При исчезновении входного импульса УП и УГЗ запираются. Переходной процесс обусловлен зарядом емкости в цепи стока УП и выходной емкости Постоянная времени заряда емкости в цепи стока УП

г, = ./?с[Сн+С<с + С<н + С< + С ], где С -емкость монтажа. Постоянная времени заряда выходной емкости tt = CjSK Время заряда Сн можно

оценить как /з 2,2Кт,-t-tj.

При У=Уп=70 В, /?с=510 Ом и Сн=10 пФ ключ (рис. 3.12, а) на мощных МДП-транзисторах КП905 обеспечивал амплитуду выходных импульсов (Увых-в°ых)50 В при /з=/р= 6 НС Импульсы на выходе имеют гладкую форму.

Для уменьшения t, и /р можно использовать трансформаторную коррекцию (рис. 3.14). Она позволила уменьшить ta до 3,5 не и tp до 2,5 не, т. е. примерно вдвое. Трансформатор представляет собой 7-8 витков двойного провода, намотанных на сердечник диаметром 5 мм. Раздвиганием витков и изменением их числа осуществляется подстройка схемы (по минимуму ti и <р и отсутствию заметных выбросов у выходных импульсов).

Поскольку мощные МДП-транзисторы относительно дороги, представляет интерес уменьшение их количества с трех до двух (рис. 3 15). Здесь,

Вых -о

OV-SB

Рис. 3.14. Ключ с автотраисформа- Рис. 3.15. Схема двухтактного клю-торной коррекцией ча на двух транзисторах

если УП закрывается, закрывается и диод VD. Заряд Сн происходит то1<ом стока повторителя на УГ2. Постоянная времени этого процесса t2=Ch/So* *. Постоянная времени заряда емкости в цепи стока VT\

t,=;?efc(:> + c(l) + c() + c(?) + c() + c

Результирующая постоянная времени заряда 1= V ti+i При включении УП напряжение иа стоке УП быстро падает и разряд Си происходит через открывшийся диод VD и траизистор УП (УГ2 при этом закрыт).

Для ключа иа транзисторах КП901 при /?с = 60 Ом и Lc = 0 значения fp и составили порядка 22 не. Простая индуктивная коррекция с параметром A:=Lc ?c2Coi = 0,414, где Coi - общая емкость в цепи стока УП, позволяет уменьшить /р и U примерно в 1,5 раза при отсутствии заметных выбросов на вершине прямоугольного импульса.

Недостатком описанных схем является то, что уровень выходного напряжения Уых меньше U (нередко на 10... 15 В). Это связано с большим f/зи у транзистора повторителя. В ключе на рис. 3.16 при закрытом УП разряд Сн осуществляется ПТ УГ4. А при открытом УП (УГ4 закрыт) заряд £ н обеспечивается спаренным ключом на двух мощных ВЧ-биполяриык транзисторах. Эта схема может работать не только на емкостную, ио и на малую активную нагрузку, обеспечивая Увых* -

.пгтТ Р * - 3.13, а и 3.14 является большая входная ем-

MoJoJ входных емкостей VTI и ГЗ). При больших Rr>lO Ом это может привести к заметному увеличению времен переключения. Этот недостаток заметно ослаблен в схеме рис. 3.17. Здесь VT4 управляется напря-

оВых

®i4I

Рис. 3.16. Ключ на полевых и бнпо- Рис. 3.17. Ключ с уменьшенной вход-лярных транзисторах ной емкостью

жением, снимаемым со стока VT\, а ГЗ-тем же напряжением, проинвер-тированным ключом на биполярном транзисторе 1/Г2.

3.5. Ключи на составных (полевых и биполярных) транзисторах

По предельным уровням рабочих напряжений и токов мощные ПТ пока уступают биполярным транзисторам. Кроме того, они более дорогостоящие приборы, поэтому представляют интерес схемы на составных транзисторах в которых сочетаются достоинства этих двух классов приборов [64-66].

На рис. 3.18 представлена схема составного транзистора (сопротивле-

Рис. 3.18. Составной транзистор иа базе биполярного н полевого приборов

Рис. 3.19. Графический расчет семейства ВАХ составного транзистора .(полевой - КП902А, биполярный - КТ603)

fS 10 !

иия Гб и г/ биполярного транзистора ради наглядности показаны как внешние). В [64] было показано, что при малых Гк ключ иа таком составном транзисторе является иенасыщающимся. Из рисунка следует, что при r6->-oa

/б = /с и остаточное иапряжение Uk3 биполярного транзистора является суммой напряжений Окэ биполярного транзистора н (/си ПТ. Через последний течет ток /с, равный /э=/к/ЛиЭ. Таким образом.

КЭ = БЭаБ) + СИ (С)-

(3.9)

Уменьшение /с в Л21Э раз (в сравнеиин с ключом на мощном ПТ, рассчитанном иа тот же выходной ток) означает уменьшение в целом остаточного напряжения ключа из-за уменьшения UCH (Ic).

С помощью (3.9) легко найти (/.Э располагая гра4ическим11 зависимостями /(/5. кэ) (б) и С=(зи Си) < этого на семейство выходных ВАХ биполярного транзистора (рис. 3.19, а) переносится входная ВАХ d/g3=/(/g). Определяются точки пересечения входной ВАХ с кривыми семейства выходных ВАХ. По ним находятся токи 1 = 1. Далее из заии-сныости /с=/((/си> зи) (РИ -3-19, (У) находятся напряжения и. Сум-1ируя и (/сц, получаем кривую Uyg (/ ). Таким образом можно построить полное семейство выходных ВАХ составного транзистора (рнс. 3.19).

Графический расчет учитывает реальные особенности ВАХ приборов. Однако ои трудоемок. Поэтому целесообразно провести ориентировочный аналитический расчет зависимостей Lgg (/g) и (7сц (Iq), используя следующие выражения:

БЭ (б)~от + Лвх/б. (3-10)

СИ (С)С

/б+(см + Бэ)/-6

(3.11)

где Rbi - усредненное входное сопротивление биполярного транзистора; t/oT -его напряжение отсечки: /?сн вкл 1/pSo - сопротивление включенного ПТ. Подставляя (3.10) и (3.11) в (3.9), будем иметь

I \ fCM . / I /?вх

1 +

pSo RepSoj

Общий выходной ток определяется суммой токов:

/в =/ -1-/с = /б ( 1-t-/l2I3-t-/?Bx ?6)-Ь (t/cM-f (/от) ?б.

(3.12)

(3.13)

Выразив /б из (3.13) и подставив его в (3.12), получим зависимость остаточного напряжения Окэ =f{Io) для включенного прибора

/ 1 \ Urt.

/o-(icM+jWR6

Rbx +

RepSo

1 . вх

pSo RopSo

(3. 14)

Практически для этого составного транзистора при использовании кремниевого биполярного транзистора напряжение t/см может отсутствовать, сопротивление резистора /?б>/?в1, ток /о (/о ?в и /?bi : (1/pSo). При этом выражение (3.14) упростится и примет внд

t/K3(/o) (/oT(l-fl ?6pSo)-f/o/A2i3 pSo), (3.15)

яли, используя соотиошеиие /?си вкл =1/р5о,

икэ (o) (/oт(l-f?c..кл/?б)-f/o/?яиф, (з.1б)

где Лдкф = /?си ВКЛ/Л21Э . Из (3.14) следует, что уменьшение Re н увеличение Ueu ведут к росту Uk3 (/о). Физически это объясняется увеличением тока стока и, следовательно, напряжения t/си . Характерно, что при / =0 насыщение биполярного транзистора принципиально исключено, так как всегда