Главная страница  Схемотехнология полевых транзисторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 [ 25 ] 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46

омическое сопротивление базы транзистора VT\- Гд - динамическое сопро-Изы тГаиГистора коэффициента передачи тока

KTSzos т

-К-о


Рис. 6.38. Принципиальная схе- Рнс. 6.39. Принципиальная схема уси-иа усилителя-формирователя лителя-формирователя с ограничением

амплитуды на биполярном транзисторе Зиачеиие емкости выбирается из условия C Icts/(UndUni) Это условие выполняется только в том случае, если /с>/н. Если /н /с. то ток эмиттера транзистора VT2 /э О и выходное сопротивление схемы ввзрастает. Следовательно, /нмакс/с

В схеме усилителя-формирователя (рнс. 6.40) ограиичеине амплитуды происходит с помощью эмиттерного повторителя, Рвых и /и макс определяют-


\50i

vn Сп г мтл к.


Рнс. 6.40. Принципиальная схема Рис. 6.41. Принципиальная схе-усилителя-формИрователя с ограниче- ма параллельного ограничите-ннем амплитуды иа эмиттерном по- ля амплитуды

вторителе

ся так же, как в предыдущей схеме. Однако вершина выходного импульса меет спад. Относительная величина спада

Д ({; ,-£/ 2)=/н/СнЛ . Схемы иа рис. 6.39 и 6.40 имеют следующие параметры: соответствующие значения выходных сопротивлений 0,3 и 0,35 Ом; время нарастания выходных импульсов (при токе / =2 А) = 25 ис, время спада <сп = 40 ис. Ирв длительности импульсов единицы - доли наносекунд работа обычных Травзисториых и диодных ограничителей амплитуды ухудшается: иаблю-дается заметное искажение фронтов импульсов, появляются выбросы иа мршяне, изменяется длительность импульсов, возрастает коэффициент передачи в режиме ограничения. Применение ПТ в ограничителях амплитуды заметно ослабляет присущие им недостатки.

В схеме иа рис. 6.41 ограничитель образован резисторным делителем напряжения и полевым транзистором, охваченным нелниейной парал-

лельной отрицательной обратной связью [132]. Порог ограничения t ons начиная с которого действует обратная связь, регулируется изменением источника смещения t/см. запирающего транзистор.

Коэффициенты передачи ограничителя в режимах пропускания и ограничения определяются как

где ос 1/5 - выходное сопротивление открытого ПТ; Рг - сопротивление источника сигнала.

Динамические свойства ограничителя характеризуются постоянными времени в режимах пропускания и ограничения соответственно Xap=Col{Ri+ : : Torp Co[(r-f/?i)ll/?ell/?.oc], где Co = C, -fCc -fС . При указанных на схеме номиналах элементов ограничитель имеет следующие параметры: /(пр=0,73; Когр=0,078; Тпр=3,55 не; Тогр = 0,39 не (Лг=75 Ом, Си = 5 пФ). Экспериментально установлено, что с помощью емкостной коррекции (цепь ЛкСк) можно существенно уменьшить искажети фронта импульса в режиме пропускания. Однако ее применение увеличивает значение Котр, так как резистор R\ шунтируется этой цепью.

Осциллограммы выходных импульсов ограничителя с коррекцией фронта и среза приведены иа рис. 6.42.

+ROllR>

Рис. 6.42. Осциллограммы выходных импульсов ограничителя с коррекцией фронта и среза при i/cM=3 В (луч /), 5 В (луч 2) и 10 В (луч 3)

6.8. Пикосекундные усилители

Для построения П1и:осекуидных усилителей с большим коэффициентом усиления необходимо использовать многокаскадный принцип их но-строення. При этом нужно сочетать высокодобротные каскады, работающие в линейном и нелинейном режимах, а также использовать как полевые, так и биполярные транзисторы. Это обеспечивает требуемую широкополос-иость усилительного тракта и позволяет более полно реализовать нотен-циальные возможности элементной баЗы.

В [123] описаны тонкоплеиочные гибридные модули пикосекундных усилителей, позволяющие при нх стыковке строить усилители с высокими эксплуатационными характеристиками (рис. 6.43). В первом модуле (рис 6.43,0) для выравнивания АЧХ использованы рассогласуюшне PLC-цепи, обеспечивающие отражение основной части мощности сигнала в с >ластн низких частот и согласование в области высоких частот полосы пропускания. Возможность достижения малых значений нижней граничной частоты (до 10... 100 Гц), а также независимость настройки модуля в области высоких и низких частот являются его достоинствами.

Во втором модуле (рис. 6.43, б) для уменьшения неравномерности АЧХ применены выравнивающие цепи с потерями. В области низких частот выравнивание АЧХ осуществляется нагрузочными резисторами 50. .100 Ом в стоковых цепях ПТ. В области средних и высоких частот АЧХ выравнивается с помощью соответствеиио параллельной индуктивной коррекции и звеньев фильтра нижних частот. По сравнению с другими этот модуль имеет



аиболее высокий коэффициент усиления. Однако рассмотренные модули меют сравнительно большой коэффициент стоячей волны входа (КСВН) что требует дополнительной подстройки при стыковке таких модулей

Лучшим значением коэффициента стоячей волны входа отличается мо-

*10В

6,8м

SO HZD

г- г 11

уу\Апео2в-г



-Т-0.8п

Апеагв-г

Рис, 6.43. Принципиальные схемы гибридных модулей пико-секундных усилителей

дуль, выполненный по схеме общий затвор - общий сток (рис. 6.43, в). В то же время малая крутизна (20 мА/В) транзистора с общим затвором, необходимая для обеспечения согласования с трактом с волновым сопротивлением 50 Ом, приводит к необходимости увеличения нагруз.очного сопротивления в стоково цепи транзистора для получения приемлемого усиления. Значение этого сопротивления и определяет верхнюю граничную частоту .модуля.

Универсальны.ч по своим .\арактернстика.м является модуль (рис. 6.44), в котором для выравьива1и.л \Ч.Х и согласования по входу используются параллельная индуктивная коррекция и звенья фильтра нижних частот, а также частотно-зависимая отрицательная обратная связь по напряжению 150

в первом каскаде. Осиовнымн нреимуществами модуля являются хорошая повторяемость характеристик, максимальная полоса рабочих частот, сохра-

VT2 \Ю38/

580 780

Н=нгс=н

50мк-2,2я ~50

В,8н

T\KT3et

-5в -о*5В

,75.

2,2м

\ 50 fix

АП602


-11-1 Т

) 5,1п \3я

АП302

Вл/х

0,5п

Рис. 6.44. Принципиальная схема пикосекундного усилителя с отрицательной обратной связью

нение характеристик модулей при их стыковке.

Для сравнения рассмотренных модулей пикосекундных усилителей по основным параметрам в табл. 6.6 приведены нх основные характеристики.

Таблица 6.6. Сравнительный анализ усилителей, представленных иа

рис. в.43 н 6.44

Схема усилителя

Коэффициент усиления

Полоса пропускания при неравномерности АЧХ±1,5 дБ, ГГц

Время нарастания переходной характеристики, ос

КСВН входа (максимум)

КСВН выхода (максимум)

Рис. 6.43, а

0,0001... 5,5

Рис. 6.43,6

0,00015... 6

Рнс. 6.43,8

0,0008... 4,5

Рнс. 6.44

0,00015... 7,0

Максимальное выходное напряжение всех модулей на нагрузке 50 Ом составляет ±2,5 В, кроме модуля, приведенного на схеме рис. 6.43, в, у которого это напряжение ограничивается маломощным входным транзистором. Рассмотренные субнаносекуидные усилительные модули могут быть использованы для усиления и регулировки амплитуды сигналов с временем фронта до 50 ПС и длительностью импульса до 100 нс. Кроме того, они могут быть использованы в качестве многооктавных усилителей с линейной ФЧХ в полосе частот 150 кГц... 7 ГГц, а также в качестве усилителей-формирователей импульсных сигналов с частотой повторения 3... 3,5 ГГц.

На рис. 6.45 представлен усилитель-формирователь на транзисторах с затвором Шоткн [133], представляющий собой гибридно-интегральное многофункциональное устройство. Принцип его построения основан на применении нелинейного и линейного методов формирования сигналов, что позволяет уменьшать длительность фронта и среза формируемых импульсов и




утг, VTs. т, ¥Т7. то. уггг нтзе)

увеличивать частоту нх повторения. Нелинейное формирование заключается в неглубоком одностороннем ограничении входного синусоидального напряжения каждым каскадом при отсечке тока стока ПТ. Линейное формирование основано иа достижении соответствующей полосы рабочей частоты прн использовании согласующих цепей и частотно-зависимых цепей отрицательной обратной связи. Прн этом используется свойство каскадов с обратной связью, заключающееся в прямом прохождении в нагрузку части сигнала через цепь ООС и паразитную емкость затвор - сток протнвофазно основному сигналу.

Первый модуль формирователя (транзисторы VTl-VTA) предназначен для согласования входа с источником сигнала, частичного ограничения входного сигнала и управления по напряжению. Управление полярностью осуществляется вторым каскадом путем изменения полярности питающего напряжения, прикладываемого к транзистору VTA.

Второй модуль, являющийся собственно формирователем для достижения необходимого уровня усиления (около 14 дБ) содержит три каскада (УГб, VT%, УГ9). Амплитуда сигнала регулируется изменением напряжения на стоке выходного транзистора V7 9, которое подается через эмиттерный повторитель VTW. Особенностью схемы является то, что прн уменьщенни напряжения на стоке VT% ток стока остается практически неизменным. Это достигается соответствующим изменением напряжения на затворе VT% с помощью транзистора VT\Q. В результате существенно уменьшается прямое прохождение сигнала через паразитную емкость Сас и сохраняется форма сигнала в диапазоне регулировки. Постоянное смещение (базовый уровень выходного сигнала) задается в нагрузке через широкополосный дроссель с помощью эмиттерных повторителей, выполненных иа биполярных транзисторах Vri2, УТХЪ.

Уснлнтель-формнрователь имеет следующие характеристики: частота повторения выходных импульсов от 1 до 3 ГГц при длительности фронта и среза меньше 70 н 90 пс; максимальная амплитуда выходного сигнала 2,5 В на нагрузке 50 Ом; диапазон регулирования выходного напряжения 20 дБ; диапазон регулирования напряжения базового уровня 0...±2,5 В; полярность выходного сигнала положительная илн отрицательная; амплитуда входного сигнала 1,5 ... 2,5 В.


Рис. 6.45. Принципиальная схе.ма усилителя-формирователя импульсов с частотой следования до 3 ГГц

На рнс. 6.46 представлен широкополосный усилитель средней мощности с регулируемым усилением [134]. Регулировка усиления осуществляется с помощью изменения режима работы транзистора VT2 входного каскада.

+ r.i>e

CVT3 urate

WSfSA

-Лезоо i т уш

Г UaL й= КтшА. 1 ишав±

ГутГг.г зо\\ , ggffff то

2T982A-2(

Рис. 6.46. Принципиальная схема широкополосного усилителя средней мощности с регулируемым усилением

Движение рабочей точки транзистора VT2 осуществляется с помощью введения в цепь его стока управляемого сопротивления, роль которого выполняет транзистор VT\.

Для согласования усилителя по входу транзистор VTI охвачен глубокой отрицательной обратной связью ио напряжению, а последовательно с



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 [ 25 ] 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46

© 2000 - 2022 ULTRASONEX-AMFODENT.RU.
Копирование материалов разрешено исключительно при условии цититирования.