строение высококачествеиных и надежных усилителей мощности иа мощных ПТ. Лучшие частотные свойства и отсутствие явлени!; накопления и рассасывания избыточных зарядов неосновных носителей также относятся к достоинствам мощных ПТ.

Основными параметрами усилителей мощности являются.

Мощность, отдаваемая в нагрузку,

Яв = (/е!/н1/2 = Ун,72йн = /а,/?е/2, (8.2)

где и 1 и /н1 - амплитуды напряжения и тока первой гармоники выходного сигнала при заданном коэффициенте нелинейных искажений (см. далее). Мощность, потребляемая от источника питания иа постоянном токе.

Pn=t/ /n,

где /п -потребляемый ток (в общем случае ои зависит от Рн Энергетический КПД выходной цепи

Т1=Рн/Рп.

Коэффициент ье.-.инениых искажений (гармоник)

/Чг =

(8.3)

и г/мвх).

(8.4)

(8.5а)

+ ...-f/-

(8.56)

где С/я1 и / i - амплитуды высших (t>2) гармонических составляющих выходного напряжения и тока.

Граничные частоты - нижняя U и верхняя / , т. е. частоты, на которых усиление по напряжению падает до уровня 70% от максимального (т. е. снижается на 3 дБ).

Коэффициент усиления по напряжению в середине частотного диапазона

/(о= C/hi/C/u вх. (8.6)

Кроме этих основных параметров усилители мощности могут характеризоваться и рядом других параметров, детально описанных в соответствующей литературе [160]. Перейдем к рассмотрению схем усилителей мощности иа мощных ПТ.

На рис. 8.1, а представлена типовая схема однотактного трансформаторного каскада иа мощном МДП-транзисторе. Трансформатор обеспечивает согласование нагрузки (обычно иизкоомиой, 2 ... 16 Ом) с выходной цепью

Вх С:

v, О-

а) 6)

Рис. 8.!. Однотактные траисфор.маториые каскады с подачей напряжения смещения от источника (а) и делителя напря-

жения (б)

Рис. 8.2. Выбор рабочей точки иа передаточной характеристике для различных классов работы

каскада. Это позволяет при заданном получить от каскада махсимально воз.можную мощность.

При (; и=0 мощные МДП-транзисторы (ка.; приборы с иидуцировзлным каналом) закрыты. Поэтому у линейных усилителей мощности для задания постоянной состав.1яющей тока стока /со приход1!тся задавать иа затвор постоянное смещение (Ч-С/з, поданное через резистор /?з). Если при.мененно дополнительного источника ч-{/ нежелательно, мох.о использовать делите.ь напряжения (рис. 8.1,6), причем в этом случае U = UaH:,-{Я+Кзг), Ra = = /<3i/?32/(/?3!-t-/?32), Т. е. входная цепь каскада рис. 8.1,0 сводится к входной цепи каскада рис. 8.1, а. Величина R, определяет вход.юе сопротивление в средней области частот, а разделительный конденсатор d порождает спад усиления иа низких частотах.

Передаточная динамическая характеристика каскадов рис. 8.1 обычно имеет вид, показанный иа рнс. 8.2. Нижний загиб ее связан с запиранием транзистора, а верхний -с ограничением тока стока. Напряжение бз задает выбор начальной рабочей точки на этой характеристике.

В зависимости от положения рабочей точки каскады иа рис 8 1 могут работать в различных режимах (классах). На рис. 8.2 показаны положения рабочей точки для четырех наиболее распростраиеииых классов.

Класс А. Рабочая точка выбрана иа середине линейного участка передаточной характеристики. При этом обеспечиваются минимальные нелинейные Искажения. Ток покоя /со почти ие зависит от Uu вх и обычно равен 0,5 /см, где /см -уровень ограничения тока стока.

Класс В. Рабочая точка выбрана внизу линейной части передаточной характеристики (t/3 = f/o).

Класс АВ. Рабочая точка занимает промежуточное положение между

А и В.

Класс С. Рабочая точка расположена в области отсечки, т. е. С/з<С/о. Для однотактиых усилителей гармонических колебаний интерес представляет лишь класс А. Нетрудно приближеиио оценить его энергетические показатели. Очевидно, что амплитуда пере.меиной составляющей тока стока /см1 /со=/см/2, а амплитуда переменной составляющей напряжения иа стеке UzM\~Un. Таким образом, PB~Unho/2, Pa=UJco, t1m = 1/2. Следовательно, мощность Ря зависит лишь от Un и /см, а предельный КПД равен 50% (или 1/2). Для более точного расчета каскада иужио построить передаточную характеристику (см. рис. 8.2), используя типовое семейство выходных ВАХ выбранного транзистора. Это показано иа рис. 8.3. На этом семействе выбирается кривая с £/ЗИ=/з и строится точка О начального состояния схемч В этой точке кривая ВАХ пересекается нагрузочной прямой ЛН (линия

Рис. 8.3. Построение линий нагрузок Рис. 8.4. К расчету Кг методом пяти по постоянному и переменному току ординат

нагрузки) иа постоянном токе (ЛН=) (ее наклон равен l/ri, где ri-сопротивление первичной обмотки трансформатора Тр на постоянном токе).

Далее строится нагрузочная прямая ЛН на переменном токе (ЛН.). Ее наклон определяется приведенным в первичную цепь трансформатора эквивалентным сопротивлением нагрузки RiH = RJn-, где n=W2lWi-коэффициент трансформации (отношение числа витков вторичной обмотки W2 к числу витков первичной обмотки Wi).

Рекомендуется так выбирать положение ЛН~, чтобы все точки пересечения ее с кривььми ВАХ были на их пологих участках и чтобы расстояние от средней точки О до крайних точек 1 я 2 было примерно одинаково. Это обеспечивает симметричное ограничение выходного сигнала и уменьшает нелинейные искажения. Максимальное напряжение иа стоке (его надо учитывать при выборе транзистора) доходит до Uc 2U .

После построения ЛН~ точки ее пересечения с ВАХ позволяют иайти ряд (7зи н /с (или Uc). Это позволяет построить зависимость /с(Сзи) или Uc{u3m), т. е. сквозную динамическую (передаточную) характеристику, и приступить к уточненному расчету Ри и Кг.

Для расчета Кг обычно используются известные методы пяти или семи ординат [45, 46]. Ограничимся рассмотрением более распространенного метода пяти ординат. На рис. 8.4 показаны графические построения для этого метода. Задавшись U3 и Um в , можно определить пять эиачеиий /с (ординат У\-У5 передаточной характеристики). При этом ординаты У2 и !/♦ определяются для f/зи =t/M Bi/2. Постоянная составляющая тока стока /со н амплитуды первых четырех гармоник вычисляются по формулам

/со= [{У<+У5) +2iy2+yj]/6; /с, = [iyi-ys) + {У2-У*)]/г; С2= [(У1 + г/5)/2-г/з]/2; /сз=1г/м1-(г/г-1/4)]/2; 1с,=у 2-у+Уз.

Коэффициент гармоник

т.

выходная мощность (без учета КПД трансформатора)

Ph=IciV2R s.

Повторив эти расчеты для ряда f/м вх, можно построить зависимостн Кг и Р от i/ вх. Их характерный вид дан иа рис. 8.5. Заметим, что ординаты

Рис. 8.5. Зависимость Кг и Рв Рис. 8.6. Эквивалентная схема кас-

от амплитуды входного напря- кадов, приведенных иа рис. 8.1

жения (Ум вц

можно взять и из построений рис. 8.3. Характерно, что из-за запирания транзистора н отсечки тока стока Кг с ростом t/и вх возрастает, а рост Рв замедляется. Это особенно заметно при больших U вх. Остается решить, какое значение Рн получается прн приемлемом Сг. Для облегчения расчетов можно воспользоваться готовыми программами расчета Кт для микрокалькуляторов и персональных ЭВМ [45, 46].

Обычные малосигнальные усилительные параметры каскадов (см. рис. 8.1) можно оценить из рассмотрения эквивалентной схемы, приведеи-

ной иа рис. 8.6. Выходное сопротивление Ri определяется наклоном кривой ВАХ с С/Зи = С/а (см. рис. 8.3), а эквивалентная входная емкость C,i э= = С + Сза + Сзс{\+8оРп-,). где С -емкость монтажа; So -крутизна в рабочей точке. Емкость Сех э учитывает влияние обратной связи через проходную емкость транзистора Сз с.

На низких частотах частотные искажения каскада связаны с влиянием емкости Сз (ее сопротивление растет по мере уменьшения частоты) и шунтирующего влияния индуктивности L первичной обмотки трансформатора. Из рнс. 8.6 следует, что прн Рз2>Рг постоянная времени цепи конденсатора Сз равна т 1==Сз(Рг+Рз), а постоянная времени иепи L при Р,--г, >.2-1-Рн равна Ти2 = /-/(Л2+Ри), где штрихом обозначены приведенные в первичную Цепь трансформатора сопротивления - - г, -о /.,2 Каждая из этих цепей порождает спад усиления рассмотренных цепей)

K(f)=

(г2 = г2!п\ R = RJn). T = T i и Тч = Тн2 для

2л/тн

и фазовый сдвиг 9(f) = arctg(I/2nfT ).

На высоких частотах спад усиления обусловлен действием входной емкости Свх э, шунтирующей входную цепь, и влиянием иидуктивностей рассеивания трансформатора L,x и Lss. Они учитываются постоянными времени т,1 = Свх(Рг-1-Гз), где Гэ - последовательное сопротивление затвора, и Тв2 =

= (Z i + L 2)/(i+T н), где Рт я = Г2 + Г2+Рн и уЧТСНО, ЧТО Рэ Рг И 1>

> (L.i-f Ljj). Каждый из этих факторов ведет к опаду усиления

= У1+ л/Тз)

и возникновению фазового сдвига ф(/)=-агс(§(2я/тв).

На рис 8.7 представлены завнсимости К(1) и ф(/) для всего диапазона частот. Такой вид они имеют при достаточно качественном трансформаторе.

Рис. 8.8. Однотактный каскад с комбинированной отрицательной обратной связью

Трансформатор с большими паразитными емкостями (они не учитывались) нередко порождает резонансные явления, резко ухудшающие вид зависимости /C(f) (см. штриховую кривую иа рис. 8.7). На рис. 8.7 не от.мечен фазовый сдвиг в 180° на всех частотах, присущий каскаду с общим истоком (он при необходимости устраняется инвертирующим включением трансформатора) .

Рис. 8.7. Зависимости коэффициента усиления К и фазового сдвига ф от частоты f

Помимо указанных параметров однотактный каскад (на средних частотах рабоче10 диапазона) характеризуется входным Rbx и выходным Явых сопротивлениями и коэффициентом усиления по напряжению. Входное сопротивление каскада (активная составляющая)

практически определяется величиной резистора Ri. Выходное сопротивление

Хвых -

n}(Ri + r, + n]

определяется как отношение приращения выходного напряжения к приращению выходного тока при изменении Rn. Коэффициент усиления по напряжению

R3 + R, Rn + r. + r

где KiH- Ri-rr,r, +

Обычно /?з>/?г и Ri:>{r\ + r2 + Rn). Тогда Ко=п8огв{г\+г2 + Яв), где еи = =R /(i+2+R )- Ввиду больших значений So у мощных МДП-транзнсто-ров /<оЗ>1 даже при довольно ннзкоомной нагрузке (i?alO Ом).

Уместно от.\;етить недостатки каскадов на рис. 8.1. При мощности, близкой к предельной, Кг достигает 10... 12%. Ток /со ведет к намагничиванию сердечника трансформатора, что увеличивает его проектную массу и габаритные размеры. Неправильно спроектированный трансформатор .может привести к резкому увеличению Кт. Не всегда приемлемы магнитные поля рассеивания трансформатора. КПД не более 50% мало приемлем для многих применений. Для уменьшения Кг и улучшения зависимостей K{f) используется отрицательная обратная связь (ООС, рис. 8.8). Однако глубокая ООС в трансформаторных каскадах обычно не реализуется из-за опасности возникновеиия самовозбуждения за пределами рабочей полосы частот.

На гчс. £ Э представлена типовая полная схема простого усилителя звуковых частот с трансформаторным однотактным выходным каскадом на мощ-

Вх 02 0,05

Рис. 8.9. Усилитель мощности звуковых частот на полевых транзисторах

ном МДП-транзисторе УГ2 [26]. Смещение на его затворе создается с помощью интегрального источника тока СЛ039 и резистора Rb- Входной каскад выполнен на ПТ УГ1 с управляющим р-п переходом. На частотах до 15 кГц нелиней[1ые искажсгиШ не превышают 2% благодаря охвату усилителя общей ООС через цепь /?ЗСЗ. Отдаваемая в нагрузку мощность до 4 Вт.

8.2. Трансформаторные двухтактные усилители мощности

Типовая схема двухтактного усилителя на мощных МДП-транзисторах (рис. 8.10) подобна аналогичной схеме на электронных лампах. В принципе такой усилитель может работать в классе А. При этом ему присущи следующие достоинства: удвоение мощности, исключение подмагничивания сердечника (т. с снижение габаритных размеров и массы трансформатора.

Рис. 8.10. Двухтактный каскад Рис. 8.11. Иллюстрация к возникновению искажений типа ступенек в двухтактном каскаде

уменьшение его паразитных реактивных пара.метров), у.меньшенне Кг из-за симметрии передаточной характеристики (означающей исключение из спект-)а четных гар.моник). При это.м энергетические показатели (прежде всего ПД) в пересчете на один транзистор не улучшаются.

Принципиально важной является возможность работы двухтактного каскада в классе В или АВ. Для передаточной характеристики в классе В характерна резкая нелинейность в области малых каар :жениц иш. Она порождает искажения гармонического сигнала типа ступеньки (рис. 8.11). Этот весьма коварный вид искажений не удается устранить с помощью ООС, так как в пределах ступенек дифференциальный коэффициент усиления закрытых транзисторов близок к нулю и ООС не действует. В классе АВ смещение (за -ече-т-делителя RatRi) на затворе выбирается таким, что при малых t/зи тп транзистора приоткрыты. В результате описанная нелинейность (рис. 8.12) практически устраняется и зависимость приведенного тока

Рис. 8.12. Устранение полоч- Рис. 8.13. Зависимость Рк, Яп и Ря ки смещением передаточных от амплитуды тока стока

характеристик плеч

нагрузки Ia от зи становится при малых t/зи линейной (ia = /ci((/3H ) -/с2(С/ЗИ)). Таким образом, напряжение делителя RaRai обеспечивает задание нужного класса работы двухтактного каскада. Главное достоинство