Главная страница  Схемотехнология полевых транзисторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 [ 34 ] 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46

sin б - е cos 9-(slnili-ф cos>)) 1? = П (cost-cos 0)

7> >ttf,JlB;Ph,,BT

;.(e, г))=

9-sin (29)/2-(<{)-sin (2tl)/2) n(cosil)-cos9)

2 (sin n9-cos 9-n sin 9 cos n9)-(<{) sin n\) cos nt)-n sin t) cos п-ф) ЯП (n-1) (cos \t>-cos 0)

При этом амплитуды гармоник Л =5Лтп(9,n), где Tfn(9,п)=а (9,)Х X(cos ф cos 9).

Для перенапряженного режима импульсы тока можно представить в виде рис. 9.8,6. В этом случае Л =/с максап(9, ф)-/сминап(9, ф). Поскольку расчет по этим формулам достаточно громоздок, можно воспользоваться программами, вычисляющими коэффициенты Берга с помощью микрокалькуляторов [45]. Приведенный расчет позволяет вычислять потребляемую каскадом мощность Pn=JcoUo, а также выходную мощность. При полном включении контура или нагрузки Рнм=АпЯв12, при трансформаторной или автотрансформаторной связи с нагрузкой нужно использовать приведенное сопротивление нагрузки.

Предельное значение КПД в зависимости от класса работы.

Класс

А............. 6180° 0,5

АВ............. 90°е180= 0,5<л<0,78

В............. 90° 0,78

С............. 0°<е<90° 0.78<л<1

Класс А наименее отягощен высшими гармониками и используется при построении усилителей с улучшенной монохроматичностью выходного сигнала, например слабоперегружаемых входных каскадов профессиональных КВ радиоприемников. Классы АВ и В занимают промежуточное положение. Их целесообразно применять и в двухтактных ВЧ- и СВЧ-усилителях мощности. Такое применение облегчает нейтрализацию усилителей и резко снижает уровень четных гармоник. Однако основным для резонансных усилителей является класс С, имеющий более высокие энергетические показатели.

Предельный КПД ие учитывает ряда факторов - больших остаточных напряжений транзисторов, недоиспользования их по напряжению в иедоиа-пряженном режиме, потерь в контуре и инерционности транзистора. Для ие-донапряженного и критического режимов работы в классе В максимальная выходная мощность на первой гармонике [7] P\o=0,2?rfJcM{UcH ,KC-UcVo). Мощность, потребляемая от источника пнтання, Роо=),5о/см(СИм кс-+--{-Uси).о а КПД n = 0,5(ji/Yo) (/симак- (/сио)/(£/си кс--£/сио),где {Уси-.к - максимально допустимое напряжение на стоке; УСИо-остаточное напряжение. Эти данные получаются при Лн=/?но= (£/сИмакс-f/cHo)/2Yi/cM.

Рассеиваемая на стоке мощность Рсо = /о(1-Ло)- Коэффициенты Берга для этого случая уо=(со5б)/п, 71 = 1/2-2б/я, б= (/с нач-/с ост) с иакс, где /с макс - максимальный ток стока при полной раскачке; /с нач и /с ост - начальный и остаточный (неуправляемый) токи стока.

Из приведенных соотношений явно вытекает, что с уменьшением f/СИмакс и увеличением Ucu энергетические показатели УМ ухудшаются. Уменьшение f/сИмакс будет иметь место и при понижении напряжения питания Uc. В ТУ и рекомендациях по применению иа мощные генераторные МДП-транзисторы обычно приводятся зависимости важнейших энергетических параметров от Uc для двух-трех частот (рис. 9.9). Эти зависимости можно использовать для практической оценки параметров УМ.

При больших Рсо и высокой температуре окружающей среды следует считаться с температурной зависимостью тока стока /с(Г) /с(7о) (Го/Т ) , где /с(Го) - ток стока при Го=300 К, ш- 1,2 ... 1,5.

Вв SO ¥1 20

В

6 If

2

г0907

>

-SS-

PbxfBr

о 26 30 33 W Ut,B

6

гО907

-!i-

о 23 30 33 w щ,в Рис. 9.9. Зависимости основных параметров УМ от напряжения питания

Согласно [7] поправки на влияние температуры могут вычисляться по формулам P = KiP\u, Рс=КтРсо. Ра=КтРоо, R = R o/Kt, где температурный

коэффициент

/г(Г) 1

Здесь а - тРт=РсоИо; /?т-тепловое сопротивление транзистора. Вследствие того, что /с с ростом Т уменьшается, падает и выходная мощность усилителей.

9.3. Особенности работы резонансных усилителей на высоких

частотах

Приведенные выше сведения относились к сравнительно низким частотам (хотя для СВЧ-траизисторов это могут быть частоты в десятки-сотни мегагерц). На высоких частотах распределенное сопротивление канала и его емкость ведут к дополнительным потерям н уменьшению Кр а pi с ростом / [167]. Это очевидно из эквивалентной схемы цепи стока рис. 9.10, а.


flg,0/r

n2¥00ft

Ряс. 9.10. Эквивалентная схема цепи стока мощного МДП-транзистора в области высоких частот (а) и зависимости от частоты максимальной выходной мощности транзистора КП905 (6)

Падение активной составляющей Rur выходного сопротивления можно оценить из выражения /?.ы>с(<о) =aRc--6/<i)2i?cCc. К примеру, для траизисто-



pa КП905 a=0,5 н 6 = 3. Этот фактор ведет к уменьшению Лых : Рвых - = 1Ри где согласно [7]

1 -ш (2Рн-Рс) р

На DHC 9.10, б представлена зависимость Р.ых от f для мощного СВЧ-тран-знстора КП905. У него /?с 140... 160 Ом, и спад Рв.х блюдается начиная с частот 400... 500 МГц. Опытные образцы транзисторов со структурой КП905, но имеющие Rc= 10 ... 15 Ом, не обнаруживали заметного спада Р.ык вплоть до частот 1,2 ГГц. Это указывает на то, что именно распределенная RcCc цепь стока в основном ответственна за падение Рвых с Р°<=том частоты.

К важнейшим высокочастотным параметрам УМ на мощных МДИ-тран-зисторах относятся коэффициенты устойчивости и коэффициент усиления по напряжению Gu в условиях нейтрализации обратной связи сток-затвор. Из теории четырехполюсников известно следующее выражение для коэффициента устойчивости:

2Re Г,гЯеГ,г-Яе{Г,гГи)

Четырехполюсник устойчив прн /С>1. В этом случае его максимальный коэффициент усиления

G, = \YnlYi2\{K-V K--i). Потенциально неустойчивый четырехполюсник имеет К<1 н характеризуется максимальным стабильным усилением Gm. = I J2i/Ji2. Если в усилителе имеются цепи нейтрализации, то

G.= ! У21-У.21 V4 feng22-gl2g2l) .

Частотные свойства мощного ПТ в схеме УМ можно характеризовать частотой /макс, ИЗ которой G =l. Другим, часто используемым параметром

является TTO/rrn-ro 17г*ы лоиыа пп тглт f mnTRPTrTRvTHTii Я Я vrnnRHio

Kt= ти [7

V /1.1 1-У \*-

)И /макс, TS.yj LKJjyJll VJr - X. ,J,pjr.UU., ............j ----.....-J,-----J----

:я предельная частота усиления по току /г, соответствующая условию У2,/У,1 = 1. Используя приведенные выше соотношения, можно най-

(1+(оСсЛп) S

2л(Ск + Сз )

/макс-

2лСк У /?к

где Ск - емкость канала (затвор - канал); Як - сопротивление канала; Си - входная емкость; Сзс - проходная емкость; Rn - объемное сопротивление подложки.


Рис. 9.11. Типовые схемы нейтрализации ондотактного (а) и двухтактного

(б) резовасиых УМ

Из указанных соотиошений можно сделать вывод, что Gm. обратно пропорционален переходной емкости С, с. Поэтому нейтрализация обратной связи через эту емкоспъ является одним из факторов, обеспечивающих возможность получения большего устойчивого коэффициента усиления. На рис. 9.11 показаны типовые схемы нейтрализация однотактного и двухтактных резонансных УМ. На рнс. 9.12 приведены частотные зависимостн К, G , Gm и Gm. для мощного МДП-транзистора с вертикальным каналом фирмы Westinghense Electric Company, примененного в схемах ряс. 9.11. Из них можно сделать вывод что расчетные выражения хорошо согласуются с данными эксперимента.

10 8 S

г J

Рис.9.12. Частотные зависимости коэффициентов усиления Gj, Gm, Gm. н коэффициента устойчивости к мощного МДП-транзнстора с вертикальным каналом

9.4. Ключевые высокочастотные усилители мощности

Усилителям (см. рнс. 9.5) с параллельным /.С-контуром присущ ряд недостатков: неустойчивость прн сбросе нагрузки или расстройке контура. В первом с.тучае возможно резкое возрастание амплитуды переменной составляющей напряжения на стоке, что может вызвать пробой транзисторов. Для уменьшения шунтирования контура нагрузкой и выходным сопротивлением транзистора приходится использовать неполную связь с контуром, что ведет к усложнению его конструкции. Однако главный недостаток УМ (см. типа рис 9.5) заключается в низком КПД. Хотя теоретически КПД в классе С при 9-0 стремится к 100%, отдаваемая в нагрузку мощность стремится к нулю. При получении от транзистора максимальной мощности реальный КПД обычно находится в пределах 50... 60%, а иа верхних рабочих частотах еще ниже.

Причина этого связана с тем, что средняя мощность, рассеиваемая на стоке,

где т - нормированное время, велика, поскольку одновременно велики ток с(т) и иапряжение иа стоке Uc(t).

Для улучшения энергетических показателей УМ следует стремиться к реализации ключевого режима работы мощных МДП-транзисторов, т. е. обеспечивать для любых гс(т) предельно близкое к нулю напряжение на стоке и производить переключение прн переходе (с(т) через нуль. Работа в таком режиме отвечает классу В. который прн большой выходной мощности может иметь КПД, близкий к 100%. Практически режимы, близкие к классу В, можно создать с помощью специальных формирующих /.С-цепеД [166]. Типовая схема каскада УМ с формирующими цепями в цепн стока показана на рнс. 9.13. Формирующий контур /.фкСфк из-за сильного шунтирования транзистором имеет низкую добротность. Поэтому для улучшения гармоничности выходного сигнала применяется дополнительный фильтрующий контур 1.фСф с добротностью 2 .. 5, при этом индуктивности и /.ф могут быть объединены.



Эквивалентная схема каскада рис. 9.13 для ключевого режима показана на рис. 9.14. Предполагается, что во время одного полупериода (когда



Рис. 9.13. Типовая схема ключевого УМ а МДП-транзнсторе с формирующим контуром в цели стока

Рнс. 9.14. Эквивалентная схема УМ на мощном полевом транзисторе в ключевом режиме

транзистор закрыт) ключ S1 разомкнут. Во время другого полупериода (транзистор открыт) ключ замкнут и характеризуется сопротивлением насыщения / c=1/Sk, где Sk-крутизна линии критического режима. На рнс. 9.15 представлены временные диаграммы работы каскада.

/аг г


so 9,Щ9

Рнс. 9.15. Временные диаграммы работы ключевого УМ

Рис. 9.16. Зависимости максимальной частоты оптимального ключевого режима от угла отсечкн тока стока:

/) КП909; J2) КП905; 3) КП904; КП901; 5) КП907; -- 0.5 Рн. ---0,25 Р

При достаточно высокой добротности фильтрующей цепн через 1ф, Сф и течет ток /фсозт, а через дроссель - постоянный ток /о. Суммарный ток (T)=/o-f/фС05т=/ф(со5Т--В), где B = /-oj=/o p=cos9k; 29к -часть периода, в течение которого ток стока положителен. Коммутация с помощью ключа S разделяет ток (т) иа ток заряда конденсатора - с(Со=Сс--Срк) прн закрытом транзисторе и ток генератора ген при открытом транзисторе. В результате, когда ток ген велик, напряжение на транзисторе оказывается близким к нулю и, напротив, когда велико напряжение и<:(т), ток (ген = 0.

Для более полной реализации этого принципа необходимо быстрое переключение транзистора. Желательно управление мощным МДП-транзистором импульсами прямоугольной формы. Но и в этом случае спад (ген имеет конечную длительность, что ведет к росту Рс. Чем рыше частота коммутации, тем сильнее отлнчне реальной формы (ген(т) от идеальной, показанной иа рнс. 9.15.

Мощные МДП-транзнсторы являются более высокочастотными приборами, чем мощные биполярные транзисторы. Кроме того, они лишены явления накопления и медленного рассасывания зарядов неосновных носителей. Все это расширяет частоты реализации ключевого режима до значений в десятки мегагерц. Но и иа более высоких частотах (до сотеи мегагерц) КПД УМ, построенных иа базе схемы рнс. 9.13, заметно превышает КПД УМ, приведенных иа рнс. 9.5. Это подтверждается данными ряда практических схем, описанных ниже.

Для Идеализированного ключа с бесконечной добротностью фильтрующего контура постоянные составляющие и первые гармоники тока ключа и напряжения иа стоке рассматриваются в этом случае через следующие коэффициенты разложения [166]:

Гок = /го ф; аок = /га см; Л1=уок/аок; Ток*= (i/c-/синас)/(/фХс);

аок*= (f/c-/СИнас)/(/СИмакс-f/СИкас); jM* = (Lc-f/CH ac)/аок*/фс;

Я=/сИиакс с. (9.1)

Здесь Хс - емкостное сопротивление конденсатора фильтрующего контура.

Рассмотрим порядок расчета ключевого УМ на заданную мощность в нагрузке Р прн заданном напряжении источника питания в цепи стока.

1. Выбираем угол отсечки в пределах 70... 100 , поскольку при меньших углах падает КПД, а прн больших становится слишком большим пик-фактор Л, что ограничивает возможное напряжение питания f/c.

2. По статическим характеристикам определяем параметры 5к, S, Ln, а по (9.1) рассчитываем коэффициенты разложения.

3. Амплитуда импульса тока, необходимая для получения заданной мощности,

/с = 0,5~4Рн18и1а, (8) Лт

4. Требуемое сопротивление конденсатора Лормирующего контура Хс =

= (£/с=Гок)/(Р>Гок*)(1-/см/5к/с) где f/СИ на= = /см/5к.

Оптимальный режим реализуем, если выполняется условие Хс<.Хсц, где Хс - сопротивление емкости контура; Хси-сопротивление емкости Сс МДП ПТ.

Максимальная частота

1 Р,М*

<-2яСс (Ucf 7ок(1-/см/5к/с)=

Поскольку обычно f/c t/CHHac, /см/5к/с<1, ТО макснмальная частота приближенно может быть оценена по упрощенной формуле / aKc<Al*Pi/ 2nCcYoKf/c2.

5. Постоянная составляющая импульса тока стока /со=/счаок(6).



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 [ 34 ] 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46

© 2000 - 2022 ULTRASONEX-AMFODENT.RU.
Копирование материалов разрешено исключительно при условии цититирования.