той амплитуды. При амплитуде импульсов менее 10 В применение такого триггера нерационально по экономическим соображениям.

Схема работает следующим образом. Если Ubx(0 меняется медленно, то, мысленно разомкнув цепь истока VTI, триггер можно рассматривать как комбинацию каскада с общим затвором (на VTI) с истоковым повторителем (на VT2). Эти каскады не инвертируют фазу, следовательно, подключение истока VT\ к Ra означает возникновение положительной обратной связи. В результате переключение транзисторов (при несоблюдении условия баланса амплитуды) будет носить регенеративный характер (см. § 5.1).

Передаточная характеристика триггера имеет гистерезисный характер, если петлевое усиление выше 1 (рис. 5.11). При ивх(0<Уцор транзистор

прр

Рис. 5.10. Несимметричный триггер Рнс. 5.11. Передаточная характеристика неси.мметричного триггера

VTI закрыт, а VT2 открыт, и это состоиние является единственным. На резисторе Rt падает напряжение {Un-Uocn)Ra/(Rn+Rc2)- При увеличении sx(0 VT\ начинает открываться, и если i достигнет уровня i/noi (порога отпирания, прн котором петлевое усиление достигает 1), то наблюдается регенеративный процесс переключения триггера. Таким образом, Упор+ = Упо1+(Уп-Уосм)аи/(/?п-1-Лс2). В ходе регенеративного процесса потенциал стока VTI падает и возникающий при этом отрицательный перепад наприжеиия через цепь RoiRm поступает на затвор VT2. Это ведет к уменьшению тока стока VT2. Падение напряжения на R уменьшается, что способствует отпиранию VTI.

В конце регенеративного процесса VTI оказывается открытым, а VT2 закрытым. На R падает напряжение (Ua-Uocn)XRm/(Ra+Rci)- Если теперь начать уменьшать Ubx(0. то при Уэ 1<Упз1 (порог запирания, при котором петлевое усиление достигает 1) произойдет регенеративное переключение: VTI начинает закрываться, а VT2 открываться. Таким образом, Увор- = Uun+ (Уп-Уостг) RkI (Rk+Rci) .

Для существования гистерезисной передаточной характеристики нужно иметь неравенство Упор>Упор~. В интервале значений bi(0 от Упор до Упор+ триггер находится в одном из двух возможных состояний, описанных выше. Неравенство Упор~<Упор+ достигается либо за счет различия крутизны у транзисторов (Si<52), либо за счет неравенства Rci и Ra {Rc2< <Rci)-

Оценка быстродействия триггера базируется иа положениях, описанных в § 5.1. Пусть, например, Ubx(0 меняется примерно по линейному закону вх(0=Уп</<о- Тогда время регенеративного переключения [96] /п~Тв11п(Ц-+ Wtbi), где Тв1=/?с1[Сзс1 + Сси1-1-Сзи1-ЬСзс2(1-1-5/?с2)-ЬСм] и См1-емкость монтажа в цепи стока VT\. Длительность фронта импульса, формируемого при запирании VTI [96],

f /по,.- ехр(п/Тв,)-1

и цлительность фронта импульса, формируемого при запирании VT2, 106

/ ехр(<п/Твг)-1 ф. Тз.(2,3 + 1п-jj-

где Тв2=/?С2 (СзС2 +

См2 -емкость монтажа в цепи стока VT2. Обычно Tb2<Tbi, поскольку к стоку VT2 подключена меньшая емкость. Поэтому форма импульсов, снимаемых со стока VT2, лучше, чем импульсов, снимаемых со стока VTI. Для транзисторов VTI и VT2 типа КП905, Cmi = Cm2=1,5 пФ и /о= 1 не расчет дает /п 0,9 не и <ф2~2,8 не, что близко к наблюдаемым экспериментально значениям. Триггер способен переключаться от импульсов длительностью несколько наносекунд, имеющих частоту повторения до 100 МГц.

5.5. Блокинг-генераторы

Блокинг-генераторами называют релаксационные генераторы, цепь положительной обратной связи которых создается с помощью импульсного трансформатора. Блокинг-генератор на мощном МДП-транзисторе (одном в отличие от мультивибраторов) способен формировать импульсы большой амплитуды с временем нарастания и спада приблизительно до 2 не.

Типовая схема ждущего блокииг-генератора описана в [104] (рис. 5.12, а).

Запуск

т 600

JO. о- Запуск

VT 2Пт5

f,ZK

УВ1, т гдбоз

Рис. 5.12. Типовая схема блокинг-геиератора (а) и временные диаграммы ее

работы (б)

Она имеет некоторые особенности. При отсутствии Re работа блокинг-гене-ратора оказывается неустойчивой, поскольку при открытом VTI петлевое усиление превышает 1 и возникает паразитная высокочастотная генерация. Включение Rc обеспечивает ключевой режим работы VTI. Диод VD2 подавляет выбросы отрицательной полярности, возникающие на обмотке We импульсного трансформатора. Запирание VTI в исходном состоянии обеспечивается за счет Уо1>0 {R3 подключено к земле).

Схема на рис 5.12,6 работает следующим образом. При подаче (через диод VDI) запускающего импульса положительной полярности VTI открывается и возникает регенеративный процесс включения VTI. При этом на обмотке трансформатора W3 формируется положительный перепад напряжения амплитудой

где п=1Гс/1Гз -коэффициент трансформации трансформатора. Этот перепад через конденсатор С поступает на затвор транзистора. Длительность формируемого импульса определяется спадом экспоненциального напряжения на затворе от уровня Нзы до уровня t/o :п = РзС In Х((з м/f/o). При больших Рс = 300...800 Ом время спада напряжения на стоке и в точке 2 может быть существенно меньше времени роста этого напряжения. В точке 2 отрицательный фронт имеет длительность ф~ (Сзс-ЬСси-ЬСм) (f/c- -U ct)ISU3u.

Длительность положительного фронта определяется временем заряда общей емкости стока через резистор Rei /ф~2,2Рс(Сзс+Сси-1-См).

Прн типовых f;ocT=15 В, и =40 В, f/o=0,83 В, Сси = 2 пФ, Сзс = = 0,4 пФ, 5 = 25 мА/В, С = 5 пФ, С=30 пФ, п=5, Рс = 600 Ом и Рз = = 1,2 кОм имеем ф-=1,4 не, ф+ = 9,3 не и п = 58 не. По осциллогра\:мам рнс. 5.13 можно определить экспериментальные значения ф-=1,б не, tф + =

Рнс. 5.13. Осциллограммы импульсов блокинг-генератора, приведенного на

рнс. 5.12

= 11 НС, и = 60 НС, что близко к расчетным значениям. Трансформатор блокинг-генератора выполнен на ферритовом кольце и имеет обмоткн 1Гс = = 20 витков н 1Гз = 4 витка проводом ПЭЛШО-0,15.

Прн запуске от источника с малым внутренним сопротивлением бло-кинг-генератор имеет малое время восстановления в<и, что обусловлено разрядом конденсатора С после обратного переключения (запирания транзистора) через диод VDI н малое сопротивление источника запуска.

5.6. Рециркуляторы

Рецнркуляторы являются генераторами с задержанной отрицательной нлн положительной обратной связью. Задержка осуществляется с помощью линий задержки с сосредоточенными (ЛЗСП) и распределенными (ЛЗРП) постоянными. Рецнркуляторы по стабильности частоты повторения импульсов значительно (на 1 ... 2 порядка) превосходят автоколебательные мультивибраторы. Они находят применение в качестве высокостабильных генераторов задающих и счетных импульсов, в хроиотронах [105] с . -иксирован-ной частотой н др. Обычно рецнркуляторы строятся на биполярных транзисторах. Однако низкое и нестабильное входное сопротивление последних ухудшает условия согласования с линией задержки, снижает стабильность частоты колебаний н часто вызывает необходимость в использовании согласующих импульсных трансформаторов, что усложняет схему и конструкцию рецнркуляторов.

Рецнркуляторы могут выполняться на ПТ, имеющих большое входное сопротивление, пренебрежимо мало нагружающее линию. Однако до снх пор такие рецнркуляторы не применялись, так как маломощные ПТ имеют малую крутизну So, затрудняющую выполнение условия возникновения колебании

где р - волновое сопротивление линии (50... 150 Ом для коаксиальных кабелей), множитель 0,5 соответствует согласованию линии задержки рецир-кулятора с волновым сопротивлением р с двух сторон, множитель 1-с одной стороны. Если р = 75 Ом, то условие (5.20) выполняется прн > (13,3 ... 26,6) мА/В. Такую крутизну имеют все серийные мощные ПТ. С появлением этих приборов построение рецнркуляторов на ПТ становится не только возможным, но и целесообразны.м. Их применение позволяет уменьшить длительность фронтов импульсов, повысить стабильность частоты, увеличгть амплитуду выходных импульсов и повысить коэффициент использования питающего напряжения. При пониженном напряжении питания ПТ работают в облегченном режиме и не требуют применения радиаторов, что упрощает конструкцию рецнркуляторов.

Основная схема рециркулятора на мощном МДП-транзисторе с задержанной отрицательной обратной связью и ЛЗРП (отрезок коаксиального каСеля), приведенная на рнс. 5.14, может использоваться на частотах от

А- ЛЗ р=73 с

-£-Ы

20 В о

Я2 82

УГ 20002

Рис. 5.14. Схема рециркулятора с задержанной ООС через отрезок коаксиального кабеля

Рис. 5.15. Осциллогра.ммы импульсов рециркулятора, приведенного на рис. 5.14, в одночастотном прн Ср= = 3 нФ и двухчастотном режимах генерации

единиц до десятков мегагерц. Так как мощные МДП-транзисторы имеют большое входное сопротивление, то они не нагружают дополнительно линию задеожкн нестабильным входным импедансом. Это повышает стабильность частоты fo= 1/23, где з -время задержки линии (1з~Ъ не на 1 м длины коаксиального кабеля).

Емкость разделительного конденсатора следует выбирать из условия С>2/з/р. Прн выполнении этого условия форма выходных импульсов близка к прямоугольной. При невыполнении данного условия уменьшение С вызывает спад вершины импульсов и возможно возникновение генерации на двух или более частотах, причем переход от одной частоты к другой может осуществляться синхронизацией рециркулятора колебаниями соответствующей частоты. При этом /о= (2га-Ы)/2э, где п=0, 1, 2, 3,... На рис. 5.15 приведены осциллограммы, иллюстрирующие работу рециркулятора в одно-частотном режиме генерации. При f;n=20 В потребляемый ток этой схемы составляет около 80 мА н почти линейно снижается при уменьшении f/n вплоть до 3 ... 5 В.

Рецирк.лятор с кабельной линией задержки позволяет получать время спада импульсов на стоке приблизительно до 10 не. Зависимость частоты колебаний /о от напряжения питания и температуры Г окружающей среды (грелась схема без бухты кабеля), показанная на рис. 5.16, иллюстрирует слабое влияние на fo параметров схемы и транзистора. Уход частоты не превышает 1,7% при изменении в широких пределах (от 5 до 30 В) и 0,35% при изменении 7 от -1-20 до -Ь80°С.

прн частотах ниже нескольких мегагерц габариты ЛЗРП резко возрастают и целесообразно использовать рецнркуляторы с ЛЗСП. Последние

г, 29

2,28

2,27

2,2S 2.2S

2.280

2,275

2270

О 5 W 15 20 25U ,B

20 30 iO 50 SO 70 Т,°С

Рнс. 5.16. Типичные зависимости частоты колебаний рециркулятора, приведенного на рис. 5.14, от напряжения питания Уп (а) и температуры Т окружающей среды (б)

выполняются Серийно на широкий диапазон времен задержки. У таких линий задержки волновое сопротивление, равное

сравнительно велико (обычно сотни ом). Поэтому условие (5.20) легко выполняется при согласовании линии с обеих сторон. Такое согласование предпочтительно для получения хорошей формы выходных импульсов. Вносимая ЛЗСП задержка

t = NYTC,

где N - число секций линии (LC-ячеек). ЛЗСП имеют относительно узкую полосу частот пропускания. Длительность фронтов импульсов на выходе такой линии определяется из выражения [44]

Схема рециркулятора с отрицательной обратной связью и ЛЗСП показана на рис. 5.17.

Вследствие работы транзистора в режиме усиления-ограничения крутизна фронта импульсов при отпирании транзистора в Ko = Sopl2 раз превышает крутизну фронта импульсов на затворе. Поэтому ориентировочно время спада напряжения на стоке

t-tiK,=2,mYNCis,.

При запирании транзистора ток стока быстро (за время порядка ф-) уменьшается. Однако время нарастания импульсов напряжения на стоке в основном определяется временем заряда общей выходной емкости цепи стока Со=С-1-Сзс + Ссн. Поэтому ф+=2,2Сор/2= 1,1Сор. Обычно ф+ для линий с р = 0,6...1,2 кОм в несколько раз выше ф-, но существенно меньше t.

22>,

С 0,1

L L

Рис. 5.17. Схема рециркулятора с задержанной ООС через линию задержки с сосредоточенными постоянными

Рис. 5.18. Осциллограммы вы--> ходных импульсов рециркулятора, приведенного на рис. 5.17 (а), и их фронтов (б, в)

Осциллограммы выходных импульсов и их фронта и спада для этого рециркулятора приведены на рис. 5.18. Зависимость частоты колебаний от Ua и Т ДЛЯ данной схемы показаны на рис. 5.19 (нагревалась схема с ли-

25,0 25,8 2¥5,В 2*5,* 2*5,2

О 5 10 15 20 25и,В

20 30 *0 50 60 70Т,°С

Рис. 5.19. Зависимость частоты генерации рециркулятора, приведенного на рис. 5.17, от напряжения питания Уп (а) и температуры (б)

нией задержки). Описанные схемы работоспособны в широком диапазоне изменения напряжения Уп от 3 ... 5 В до 20 ... 30 В. При Уп = 20 В коэффициент использования напряжения питания Уп составляет 40 /о для рециркулятора (рис. 5.14) и порядка 63% для схемы рис. 5.17. Кратковременная нестабильность частоты составляет около 10~.

Рецнркуляторы с положительной обратной связью выполняются на основе двухкаскадных усилителей. Частота автоколебаний у них /о=пз, где w=l, 2, 3 и т. д. При п=1 (одночастотный режим) она вдвое выше, чем у рециркулятора с отрицательной обратной связью. При одинаковых fo рецир-кулятор с положительной обратной связью требует применения линии с задержкой, в 2 раза большей, что, как правило, является недостатком (увеличиваются габаритные размеры линии). Достоинством рециркулятора с положительной обратной связью являются большее усиление усилителя и, как следствие, меньшая длительность фронтов.