e/4-р<0 в схеме воэиикарт гармонические колебания, а при 0-/4-р>0 - релаксационные. Здесь a=r/L~\/{RC) и р= (\-\-rjR)ILC, где 7?л -Диф-

Рис. 5.35 Генератор на Л-диоде (а) и его элек- Рис. 5.36. Форма колеба-трическая модель (б) ний генератора, приве-

денного на рис. 5.35, а, в режиме генерации релаксационных колебаний

ференциальное сопротивление Л-диода в рабочей точке. Предельная частота генерируемых синусоидальных колебаний ред = С/(2пСл1 л), где Q-добротность контура (при Q=100 она достигает 400 МГц).

В режиме релаксационных колебаний (рис. 5.36) их форма сильно отличается от синусоидальной. К сожалению, далека она и от прямоугольной. Кроме того, при низких частотах габаритные размеры и масса катушки видуктнвиости L оказываются большими, а реализация индуктивности в микроэлектроииом исполнении затруднительна (и даже невозможна).

В связи с этим особый интерес представляет релаксатор на рис. 5.37, а, иредложениый в [ПО, 111] и использующий времязадающий конденсатор, а не катушку индуктивности. Работа релаксатора основана иа динамическом изменении формы Л-образиой ВАХ при изменении напряжения иа конденсаторе С.

Допустим, при U6=0 и =0 ВАХ имеет вид кривой А иа рис. 5.37,6. Линия нагрузки резистора (i<2) должна выбираться так, чтобы она проходила выше ВАХ. Тогда после включения схемы произойдет ее переключение в точку / и напряжение в точке а станет равным Уп. Начнется стадия заряда С (рис, 5.37,8). В ходе заряда С управляющее напряжение Uy = us{t) растет по экспоненциальному закону с постоянной времени ClRi+Ri). Одновременно меняется форма ВАХ (растет ток пика и ширина ВАХ). Так продолжается до тех пор, пока ВАХ не примет вид кривой В, при котором точка 2 теряет устойчивость. При этом напряжение в точке а скачком падает со значения U\ до Уост (точка 3). Устройство переключается в новую медленную стадию-разряд С.

Разряд С происходит через резистор R2 с постоянной времени CR2. При Этом ток пика /п ВАХ уменьшается, а ВАХ сужается, пока ие займет другое критическое положение В. При этом на этой стадии точка 3 переходит в положение 4, которое неустойчиво. В результате схема переключается вповь в положение /, начинается заряд С и цикл колебаний повторяетсч (рис. 5.37, в). Считая сопротивление включенного Л-транзистора малым для времен заряда и разряда С медленных стадий, можно получить выражения

з = С(/?..-/?,)! ullZl p-C/?2ln,

где У3 1 и Уз 2 - пороговые напряжения на затворе VTI при переключении.

Быстрые стадии (регенеративного переключения) описывались в § 3.9 (см, рис. 3.46). Генератор обеспечивает получение в точке а практически

прямоугольных импульсов с h~tf. Амплитуда импульсов Уп-УостУп и

достаточна для запуска ключей на мощных МДП-транзисторах. Таким оо-разом, данный релаксатор лишен главных недостатков индуктивного релаксатора, приведенного на рис. 5.35, а. Он может применяться как в микро-

Рис. 5.37. Емкостной релаксатор иа приборе с управляемой Л-образиой ВАХ (а), построение рабочих точек (б) и форма генерируемых колебаний (в)

секундном диапазоне времен 1з и <р, так и в милли- и секундном диапазонах. Поскольку входные токи VT\ ничтожно малы, величину R можно выбирать очень большой (до единиц и десятков мегаом). Поэтому при генерации даже низкочастотных колебаний величина С может быть малой, а габаритные размеры и масса конденсатора небольшими.

Глава 6.

Импульсные и широкополосные усилители

6.1. Общие сведения об импульсных и широкополосных

усилителях

Импульсные усилители предназначены для усиления импульсных сигналов, которые могут иметь прямоугольную, трапецеидальную, экспоненциальную или другую форму. Импульсные усилители по принципу действия делятся на линейные и нелинейные. В линейных импульсных усилителяк

форма импульсов воспроизводится с минимальными искажениями, а в нелинейных форма импульсов преднамеренно искажается для их преобразования либо по амплитуде, либо по длительности, либо одновременно по этим двум параметрам.

Частотный спектр импульсных сигналов очень широк и простираетси от единиц герц до десятков гигагерц. Поэтому усилители импульсных сигналов должны быть широкополосными. Наличие реактивных элементов (емкостей и иидуктивностей) в схеме усилителя приводит к тому, что его усиление зависит от частоты входного сигнала. Поэтому коэффициент усиления по напряжению является комплексной величиной.

Линейные искажения усилителей можно оценить, зная искажения снну-сондального сигнала, так как всякий сигнал иной формы можно разложить на гармонические составляющие, пользуясь рядом Фурье (для периодических сигналов) или интегралом Фурье (для непериодических сигналов).

Коэффициент усиления усилителя по напряжению при синусоидальном сигнале с круговой частотой со в комплексной форме определяется выраже-

kvKvlb)) ехр [(ф(ю)].

Годограф вектора комплексного коэффициента усиления, т. е. кривая, описываемая концом радиуса-вектора R при изменении частоты от О до оо, называется амплитудно-фазовой характеристикой. Таким образом, при помощи годографа можно одновременно установить зависимость усиления и фазового сдвига от частоты. Более четкое представление о характере и величине линейных искажений дает раздельное рассмотрение амплитудно-частотной Ku-f((o){A4X) и фазочастотиой ф=/(ш) характеристик. Примерный вид характеристик показан на рнс. 6.1.

Рис. 6.1. Амплнтудио- и фазочастотная характеристики усилителя

Рис. 6.2- Переходные ха- > рактеристики усилителя

Для количественной оценки частотных искажений вводится понятие граничной частоты. Это частота, прн которой модуль /((<в) уменьшается до значения KalY. При этом различают нижнюю граничную частоту Шв и верхнюю Ша. Разность частот Д(й=Юв-Шя называется полосой пропускания усилителя. Круговая частота связана с линейной: ш=2я/.

Для оценки линейных искажений, возникающих при передаче импульсных сигналов, удобно использовать переходную характеристику усилителя. Переходная характеристика А(/)-это реакция усилителя на идеальный перепад (ступеньку) входного напряжении. Разность двух переходных характеристик, сдвинутых во времени иа длительность импульса t, дает форму выходного импульса усилителя (рис. 6.2). При этом пользуются понятиями искажений в области малых времен (искажения фронтов) и в области больших времен (искажения вершины импульсов). В соответствии с этим используются следующие импульсные параметры усилителей; -длительность фронта, определяемая временем нарастания сигнала от уровня 0,1 до уровня 0,9 своего установившегося значения (иногда этот параметр также называют временем установления усилителя); t, - время задержки, определяемое от момента появления сигнала на входе усилителя до момента достижения половины стационарного значения выходного напряжения (иногда до достижения 0,1 уровня стационарного значения); icp-длительность среза, определяемая временем спада сигнала от уровня 0,9 до уровня 0,1 своего стационарного значения; б-выброс - относительная разность между максимальным значением выходного сигнала в области малых времен и его установившимся значением; Д-спад (подъем) вершины импульса - относительная разность между установившимся значением выходного сигнала в области больших времен и его текущим значением.

В линейных усилителях амплнтудио-, фазочастотная и переходная характеристики жестко связаны между собой. Воспользуемся известным из теории линейных электрических цепей интегралом Дюамеля, записанным в виде

иг (t) = h (0) иг (О + J ft (О Ц. (t-x) dX,

где Kj(0-напряжение иа выходе усилителя; Ui{t)-напряжение на его входе; Л(<)-переходная характеристика усилителя; А(0) - значение переходной характеристики при =0; h(t) - производная функции h(t). , тогда

Пустьа1=1-ехр {Ш i

ih(t)= h(0)+ h {x)exp{-i(ox)dx

ехр (i(ut)=A(t)exp (lot).

Если на вход усилителя подать гармоническое колебание определенной частоты с амплитудой, равной единице, то на выходе получим напряжение той же частоты с амплитудой, изменяющейся во времени по закону

(O = ft(0)-f ] А (т)ехр(-JO>T)rfT.

Положив в этом выражении <=оо, получим установившееся значение амплитуды на выходе, которое численно равно коэффициенту передачи

(усиления)

К (/<в) = А (0) -f- f А (т) ехр (-/©т) dx.

(6.1)

Эта формула устанавливает связь между коэффициентом передачи и переходной характеристикой. Отсюда можно определить значение коэффициента передачи прн = 0 и й) = оо

j<(0) = A(0)-f A(T)t/T=A(oo); /С(~) = А(0). (6.2); (6.3) о

Выражения (6.1)-(6.3) показывают, что переходная характеристика импульсного усилителя однозначно определяется его частотными свойствами.

Характеристики усилителя в области низких частот отражают поведенне усилителя в области больших времен, т. е. определяют форму плоской вершины импульса, а характеристики усилителя в области высоких частот - поведение усилителя в области малых времен, т. е. определяют длительность фронта и среза импульсов. Чем шире полоса пропускания в сторону высоких частот, тем точнее воспроизводится фронт сигнала и уменьшаются искажения в области малых времен. При расширении полосы пропускания в сторону низких частот усилитель лучше воспроизводит плоскую вершину импульса, т. е. уменьшаются искажения в области больших времен.

Для широкополосного усиления обычно используют резнсторные каскады, так как они имеют наилучшие частотные, фазовые и переходные характеристики. Для расширения усиливаемой каскадом полосы частот, изменения формы частотной и переходной характеристик в широкополосных импульсных усилителях используют дополнительные корректирующие цепн.

6.2. Элементарные каскады усилителей

Основными типами Каскадов на мощных ПТ являются каскады с общим истоком и общим стоком (истоковый повторитель).

Каскад с общим затвором на мощных ПТ обладает очень низким входным сопротивлением (7?вх 1/5). Самостоятельного применения такой каскад почти ие находит и используется в сложных схемах усилителей. Его основное достоинство - устранение обратной связи через проходную емкость.

Каскад с общим истоком приведен иа рнс. 6.3. Расчет каскада по посто-

Вых -о

Рис. 6.4. Семейство выходных ВАХ (а) и передаточные характеристики полевого транзистора (б)

Til и =г

Рис. 6.3. Схема каскада с общим истоком иа мощном полевом транзисторе

янному току можно выполнить графоаналитическим методом следующим образом.

На семействе выходных ВАХ полевого транзистора строится линия нагрузки по постоянному току (Л) (рис. 6.4, а), которая проводится через точки с координатами (UnlRcO) н (О, Уп) и соответствует уравнению Uc = = Un-IcRc. При Rb = oo эта прямая одновременно является и линией нагрузки по переменному току. Перенеся значения Ус и Уз в точках пересечения линии нагрузки с ВАХ на график рис. 6.4,6, получим передаточную характеристику каскада А, с помощью которой выбирается начальное смещение на затворе (точка 0).

Если усилитель должен усиливать синусоидальные сигналы или разно-полярные импульсы, то точку О следует выбирать на середине передаточной характеристики. При усилении однополяриых импульсов эту точку можно сдвигать к пологим участкам передаточной характеристики, что увеличивает максимальную амплитуду выходных импульсов определенной полярности. При усилении положительных импульсов точка О смещается вверх, а отрицательных - вниз.

При Rb¥=°o через точку О (рис. 6.4,а) проводят линию нагрузки по переменному току Б, наклон которой определяется эквивалентным сопротивлением по переменному току Rc~=RcR l(Rc+R ), Точки Г-4 (рис. б.4,а) пересечения ее с ВАХ переносятся на рис. 6.4,6. В результате получается передаточная характеристика Б. Отрицательный наклон кривой Б говорит об инвертировании иа ISC фазы входного сигнала или инвертировании полярности входных импульсов.

Делитель RIR2 выбирается исходя из условий

U3o=UnR2l{Ri+R2)\ Rbx=RiR2I{Ri + R2);

/?вх/Зу<УЗо,

где Уз о -начальное смещение на затворе; /Зу -ток утечки затвора.

Для ориентировочиой оценки возможностей каскада в области средних частот можно использовать следующие параметры;

коэффициент усиления по напряжению Ko~SoRcRhI{Rc+Rb)\

выходное сопротивление /?вых~/?с;

входную емкость Свх = Сзи-1-Сзс (Ц-/Со).

Как известно [112], коэффициенты усиления такого каскада в области высоких и низких частот определяются следующими выражениями;

(6.4)

где Тв = С /? =(Сзс-1-Сс + С )/? ; т 2 = Срг (/?с+/?н); Тн. = Ср,/?вх

называются постоянными времени высоких и низких частот. Эти выражения получены в предположении, что сопротивление входного источника сигнала

/?г = 0.

При этом граничные частоты каскада

fal=l/2nTai; fa2=l/2nT 2; fB=l/2nTB.

На практике целесообразно задаваться коэффициентами частотных искажений на заданной частоте fi или /г: M{f)=KolK(f). Тогда граничная частота для области низких частот fH=fi}/а для области высоких частот !в = !21УМв-1.

По значениям fai, fa2, /в находят Тнь т 2, Тв, а затем определяют Cpi, Ср2, Со либо Rc~ и Rbx-

При усилении импульсных сигналов их искажения в резисторном каскаде оценивают с помощью переходных характеристик в области малых н больших времен, описывающих реакцию усилителя иа единичный перепад входного сигнала.

Представим нз (6.4) коэффициент передачи каскада в области высоких частот в операторном виде, полагая p->-ia): /Св (р) = Ко/(1+ртв). Учитывая, что переходная характеристика Лв(0 представляет собой выходное напряжение при подаче на вход одиночной функции l(t), запишем связь между /ib(0 и коэффициентом передачи в операторной форме; Н{р) = = Ky{p)L[l{t)], где Я(р)-операторная запись переходной характеристики; i,[l (/)] = 1/р - прямое преобразование Лапласа от единичной функции. Переходя к оригиналу, получаем выражение для переходной характеристики

hB(t)=L-4K{p)lp].

Используя таблицу перехода от изображении к оригиналу, получим fta() =/Со[1-ехр(-/Тв)]. Нормированная переходная характеристика имеет вид /гв*(0 = 1-ехр(-/тв). Отсюда = -Тв1п[(1-/гвф(0]. Тогда = = Хз1п(1-0,5) 0,б9Тв; ф=-тв [1п(1-0,9)-1п(1-0,1)] 2,2тв.

Так как иа границе полосы пропускания гв=1/шв,

3 = 0,69тв = 0,б9/со в =0,11 /f в; 1ф = 2,2тв = 2,2/сйв = 0,35/f в.