pa по частному циклу. Лучшее использование трансформатора достигается в двухтактных схемах. Двухтактная схема с нулевым выводом (рнс. 4.14, г) содержит два транзистора VTI и VT2 и трансформатор, первичная обмотка которого имеет отвод от середины Wc- При поочередной коммутации транзисторов в сердечнике трансформатора создается переменный поток, который наводит во вторичной обмотке переменное напряжение прямоугольной формы. К транзисторам в закрытом состоянии прикладывается двойное напряжение питания UcuiKc - 2U , что ограничивает применение таких схем при уровнях напряжения [/п>100 В.

В полумостовой схеме напряжение на закрытых транзисторах не превышает напряжения питания, однако амплитуда напряжения, подводимого к первичной обмотке силового трансформатора, составляет половину напряжения и а. К достоинствам полумостовой схемы преобразователя следует отнести отсутствие постоянной составляющей тока в первичной обмотке трансформатора.

В мостовых схемах к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение U . Следовательно, выходная мощность мостового преобразователя выше полумостового, К недостаткам мостового преобразователя относят сложность управления четырьмя транзисторами, так как система управления должна обеспечить переключение транзисторов без возникновения сквозных токов, которые появляются, если временно оказываются включенными два последовательно соединенных транзистора.

На практике транзисторы во всех двухтактных схемах шунтируются встречно включенными диодами, благодаря чему при активно-индуктивной нагрузке обеспечивается сброс избыточной магнитной энергип в источник

Практическая схема однотактного обратноходового преобразователя представлена на рис. 4.15. Схема работает следующим образом. С генера-

mm МММ .

I П t

Рис. 4.15. Стабилизирующий обратноходовый преобразователь (а) п временные диаграммы его работы (б)

тора импульсов (элементы Dl.\ н D1.2 микросхемы К561ЛЕ5) выходной сигнал поступает на вход элемента D1.3. На другой его вход подается сигнал с релейного элемента (интегральный компаратор ИК с положительной обратной связью). Релейный элемент имеет два порога срабатывания: верхний ((/вп) и нижний (i/нп). Когда напряжение (/н, поступающее на вход компаратора через потенциометр R3, станет равным (/вп, компаратор срабатывает и прекращается поступление управляющих импульсов на затвор транзистора VTI (см. временные диаграммы на рис. 4.15, б). Напряжение (/ уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени T=C i? . При UhUhh релейный элемент вновь срабатывает, разрешая поступление управляющих импульсов на вход силового ключа.

Амплитуда пульсаций определяется гистерезпсом релейного элемента, заданного резисторами положительной обратной связи RI и R3. Двойной размах пульсаций в схеме составлял 75 мВ, коэффициент стабилизации Лст=>:170, выходное сопротивление /?вых 10 Ом, КПД Т1 0,3...0,4 при выходной мощности 0,3 ... 0,5 Вт. Изменением положения движка резистора R3 выходное напряжение регулировалось от -5 до -50 В. Частота

преобразования составляет 400 кГц. Накопительный трансформатор содержит две обмотки Wi = Wj= = 30 витков провода ПЭЛШО-0,1 и магнитопровод 2000 МН К12Х8ХЗ.

Простейшая схема прямоходово-го преобразователя напряжения (рис. 4.16) работает на частоте 250 кГц [91]. При первичном включении напряжения питания положительное напряжеяие через емкость поступает на затвор, открывая УМДП-траизистор. За счет обмотки положительной обратной связи Woe транзистор открыт до момента насыщения сердечника. Энергия передается

i/ S...r5S

Рис. 4.16. Преобразователь напряжения с самовозбуждением

в нагрузку через вторичную обмотку Wh. Меняя коэффициент трансформации, можно получать любой уровень выходного напряжения. Когда трансформатор насыщается, транзистор выключается и накопленная в трансформаторе энергия передается в цепь положительной обратной связи, поддерживая транзистор закрытым. Стабилитрон VD1 ограничивает напряжение ПТ на допустимом уровне. Прямоходовые преобразователи с размагничивающей обмоткой находят широкое применение в бестрансформаторных> источниках электропитания с выходной мощностью до 200... 300 Вт.

Пример такой схемы показан на рис. 4.17. В принципиальной схеме источника выделим четыре основных узла: питание системы управления.

Рис. 4.17. Бестрансформаторный сетевой преобразователь напряжения

силовой, управления ключом и обратной связи. Силовой узел состоит из ключа V74 (мощный МДП-транзистор КП803), цепи защиты ключа от перенапряжений (элементы VD9, С2), выходного ВЧ-трансформатора и защиты по току, выключающей силовой транзистор, если ток ключа достигнет заданного уровня (элементы; датчик тока R4 н тиристор VS3).

Узел управления выполнен с традиционным применением щиротио-им-пульсиой модуляции. На элементе DA\ (интегральный компаратор К554САЗ) собран генератор линейно изменяющегося напряжения ГЛИН, пилообразное напряжение которого сравнивается с напряжением обратной св.чзи на компараторе DA2 (интегральный компаратор К554САЗ). Выходны:л напряжением DA2 через эмиттерный повторитель (транзистор VT3) управляется мощный МДП-транзистор.

Узел обратной связи включает усилитель рассогласования (транзисторы VT6 и VT5], оптроиную гальваническую развязку (оптопара V01) и усилитель мощности (транзистор VT2).

Узел питания системы управления работает следующим образом. При включении источника электропитания в сеть конденсатор Сф заряжается через ограничивающий резистор Rorp. При уровне напряжения на конденсаторе Сф, равном 180 В, включается динистор VS2. Конденсатор С4 создает питание узла управления, необходимое для запуска преобразователя. При включении преобразователя системой управления напряжением с обмотки Wy включается тиристор VS\, Щунтирующий резистор Rorp, а дальнейшее питание системы упоавления Qcvшpcтвляeтcя от обмотки W .

Намоточные данные элементов. Трансформатор; магнитопровод М2000НМК32Х20Х6, обмотки Wc, Wh, Wp, Wy, W содержат соответстнен-ио 110, 5, 80, 3, 3 витков, намотанных проводом диаметром 0,3; 1,3; 0,12; 0,12; 0,12 мм. Дроссель L2 выполнен на магнитопроводе из материала М.П140 2К24Х12Х7 и имеет 7 витков, намотанных проводом Г6ЭВ-2 диаметром 1,3 мм. Дроссель L1 выполнен на магнитопроводе из материала М2000НМ К10Х6Х2,5 с числом витков 50, намотанных проводом ПЭЛШО-0,12.

Прн указанных номиналах и типах элементов источник электропитания имел следующие параметры Ун=5 В, / ==10 А, т) = 81%, Д{/ ==50 мВ, /Сст 150, Руд 200 Вт/дм при частоте преобразования 200 кГц. Частота преобразования была ограничена рабочими частотами диодов VDW и KD12 (диоды Шотки 2Д219Б).

Большое входное сопротивление ПТ предопределило создание специализированных микросхем управления с широтно-импульсной модуляцией. В качестве примера использования специализированной микросхемы для управления полевыми тоанзисторами в [72] приведена схема двухтактного преобразователя с нулевым выводом (рис. 4.18). Источник электропитания обеспечивает на выходах стабильное напряжение -f 15 и --5 В при выходных токах соответственно до 1 и 15 А и входном напряжении 24 В. Применение внешних эмиттерных повторителей позволяет получать времена переключения около 100 ис, что обеспечивает малые динамические потери на частоте преобразования 100 кГц. Наиболее стабильным является выходное напряжение +S В, так как с выхода этого канала снимается сигнал обратной связи,

В схеме высоковольтного стабилизирующего источника электропитания (рис. 4.19) управление силовыми ключами на составных транзисторах осуществляется типовыми цифровыми микросхемами. Особенностью этого источника является использование двух компенсационных каналов, работающих по полпериода. В течение полупериода канал стабилизирует выходное напряжение.

Рассмотрим работу схемы для одного лолупериода. Сигнал с выхода преобразователя поступает на усилитель постоянного тока Ai и сравнивается с опорным напряжением i/on. Усиленный разностный сигнал через эмиттерный повторитель VT2 поступает на шину питания выходного ключа микросхемы D3 и тем определяет напряжение управления силовым ключом, так как вход силового ключа соединен с выходным ключом микросхемы

D3. Основное достоинство такого подхода - получение стабильного выходного напряжения-заключается в совмещении силовым ключом функций аналогового и ключевого регулирования. Перек..ючение силовых транзисторов осуществляется с частотой, вырабатываемой генератором импульсов (микросхема DI) и триггером D2. Учитывая, что транзисторы неидентичны, для устранения асимметрии в трансформаторе на элементах R5~R7 и

-tss

/10 мап/аяженим!

Рис. 4.18. Двухтактный преобразователь с нулевым выводом трансформатора

С1 1500

ягах

кттт

, т.г ш.з fL

нпюзл,

2.21. Tgn

итаДв

530к

mtir

С7-СЗ 22006,3нВ сю ЗЗОО-ЮхВ

Ю2 Г20М

Рнс. 4.19. Высоковольтный источник электропитания

VD3 выполнена цепь смещения регулирующих транзисторов. Изменяя положение движка Rb, меняем отрицательное смещение иа входе полевых транзисторов, регулируя тем самым их токи и устраняя асимметрию. Максимальная частота преобразования ограничена частотными свойствами высоковольтных диодов КЦ106А и составила 15 кГц.

Трансформатор выполнен на броневом сердечнике Б48 марки 2000HM-I Первичные обмотки имеют по 18 витков, а вторичная 1600. Выходное напряжение 7 кВ при номинальном токе нагрузки до 2 мА. Нестабильность выходного напряжения прн изменении выходного напряжения от 18 да 24 В не хуже 0,1% прн Т1 70%.

4.6. Резонансные преобразователи напряжения

Из основных задач улучшения энергетических показателей преобразовательных устройств можно выделить следующие: уменьшение габаритных размеров и массы радиаторов силовых ключей за счет повышения коэффициента полезного действия, уменьшение габаритных размеров и массы реактивных элементов путем увеличения частоты преобразования и нсключе-иня нз схем низкочастотных трансформаторов.

Однако увеличение частоты переключения в преобразователях с близкой к прямоугольной формой токов н напряжений приводит к росту динамических потерь, обусловленных рассеиванием энергии, запасенной в паразитных емкостях и индуктивностях, на ключах. Существенным недостатком преобразователей с импульсным регулированием является высокий уровень импульсных помех. Допустим, что помеха обусловлена наводкой через емкость связи Сс, на цепь с сопротивлением /?ц. Тогда фронты импульсов с выхода ключа амплитудой Uu будут дифференцироваться цепью /?цСса и создавать характерные короткие выбросы с амплитудой помехи

Если принять, что фронт импульса на выходе ключа линейный и имеет длительность (ф, то

tHM-t/M /ф{1-ехр(-Ссв/?ц)]

где Тс,=СсвЛц; i/м - амплитуда коммутируемого напряжения. Из этого соотношения вытекает, что даже прн малых Сев (когда Тсв<Тф) амплитуда выбросов помехи может весьма значительной. Даже тщательный монтаж, экранировка н применение ВЧ-фильтров, приводящих к значительному увеличению объема и массы преобразователя, не избавляют выходной сигнал от помех.

В связи с этим с начала 80-годов интерес разработчиков транзисторных источников электропитания привлекли резонансные преобразователи, применяемые в тнристорных преобразователях. В преобразователях с резонансным LC-контуром паразитные элементы являются частью резонансного контура, что уменьшает коммутационные потери. Кроме того, силовые ключи переключают либо прн нулевом токе, лбо при нулевом напряжении, что уменьшает коммутационные потери и электрические перегрузки элементов преобразователя. Регулировка выходного напряжения в резонансных преобразователях осуществляется изменением частоты. Наибольшее распространение получили преобразователи с последовательным АС-контуром. Этим преобразователям свойственны естественное ограничение тока и возможность нх параллельной работы на общую нагрузку.

Принцип работы резонансного преобразователя рассмотрим на примере понижающего преобразователя с последовательным резонансным контуром (рис. 4.20) [101, 102]. Считаем ключи идеальными, ток нагрузки / = = const и L Lp.

К моменту включения транзистора напряжение на конденсаторе Ср и ток I разны нулю. При включении транзистора VT ток начинает нарастать и до момента U его изменение описывается следующим выражением: t= = Ut/Lp. Длительность этого интервала Д/, = </, определяется равенством токов 1= /в; A/i=/,Lp/t/. В следующем интервале начинается резонансный

заряд конденсатора Ср током ic = i-/н. Мгновенные значения тока i н напряжения на конденсаторе Ср определяются выражениями

(/вх

Рис. 4.20. Однополупериодный резонансный преобразователь

(=/ +(UIZo) sinmo<, с = (/(1-coscDoO.

где Wo, Zc - резонансная частота и волновое сопротивление контура. В момент времени t = nJ2(0a ток транзистора достигает максимального значения I = I -UIZo. Длительность открытого состояния транзистора A(j = <j-/о определяется следующим выражением:

п-Ь arcsin (IgZjU)

Выктюченче транзистора происходит при нулевом токе, т. е. без потерь, в момент t = h В интервале h-i, конденсатор Ср разряжается на нагрузку и (/ср = 0 в момент t=ti. Длительность этого интервала Ahh-t} определяется как

At,=

(l+Yl-(0 At,).

К этой схеме приводится большинство схем замещения преобразователей с резонансным LC-контуром.

В схеме простейшего прямоходового резонансного преобразователя (р;:с. 4.21) [97] резонансный контур образован индуктивностью намагничи-злнпя Lf, и паразитными емкостя- -

ми транзистора Ст и диода Сд. В этой схеме транзистор и диод включаются одновременно, транзистор - за счет управляющего напряжения Ui, а диод - за счет появления положительного .апряжения на вторичной обмот-кг. Конденсатор выходного фильт-3 (на схеме не показан) заряжается током, который ограничивается последовательным внут-ренн:тм сопротивлением схемы. Когда МДП-транзистор выклю чзется ппоксходит колебательный переходный процесс в контуре, образованном индуктивностью и емкостя-

Примерпостроения резонансного преобразователя с параллельным LC-контуром приведен на рис. 4.22, а. Резонансный контур образован индуктивностью и и конденсатором С . Нагрузкой контура является умножитель на-

Рнс, 4.21. Прямоходовый резонансный преобразователь