Главная страница  Схемотехнология полевых транзисторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 [ 38 ] 39 40 41 42 43 44 45 46

Принципиальная схема одного из каскадов малошумящего усилителя 2-см диапазона на транзисторе АП326-2 приведена на рис. 9.49. На входе и



200 зв Ш 300 Ш 733f,ffn,

Рис. 9 50. Частотные характеристики пятнкаскадного усилителя, построенного на каскадах рис. 9.49

Рис. 9.49 Принципиальная электрическая схема одного каскада пятнкаскадного усилителя 2-см диапазона на транзисторе АП326-2

выходе транзисторного каскада включены согласующие цепи в виде симметричных разомкнутых шлейфов /iZ /eZg. Усиление каскада на центральной частоте составляет 6 дБ. При проведении оптимизации цепей связи таких усилителей изменяются длина разомкнутых шлейфов и их расстояние от транзистора.

Частотные характеристики соответствующего пятнкаскадного усилителя приведены на рнс. 9.50, там же даны зависимости от частоты коэффициентов стоячей волны напряжения по входу и выходу усилителя. Коэффициент усиления усилителя около 26 дБ при ширине полосы рабочих частот около 500 МГц [179]. Усилитель выполнен на платах из поликора размером 12х X 15x0,5 мм. Параметры согласующих элементов приведены в табл. 9.2.

Таблица 9.2. Параметры согласующих цепей

Элемент согл сующей цепш

Длина элемента, мм

каскад I

каскад 2

каскад 3

каскад 4

каскад 0

Шлейф /1(11=1,2 мм)

1,54

1,58

1,42

1,48

Отрезок линии h (1Г =

3,47

3,40

3,40

3,40

3,40

= 0,51 мм)

Отрезок линии l (Wt -

4,00

3,40

3,00

2,83

2,85

= 0.51 мм)

Шлейф h {Wt=\,2 мм)

0,86

0,48

0,94

0,66

0,82

В современных системах радиолокации и связи находят широкое применение широкополосные и сверхширокополосные усилители. Сверхширокополосными принято называть многооктавные усилители гармонических сигналов. Шнрокополосность усилителей во многих случаях достигается введением отрицательных обратных связей (рис. 9.51). Усилитель обеспечивает усиление 5 дБ в диапазоне частот 0,35... 14 МГц при неравномерности усиления ±1 дБ; шум-фактор 6 дБ. Параметры распределенных цепей на рнс. 9.51 приведены для частоты 7 ГГц.

Малые значения проходных емкостей ПТ с барьером Шотки позволяют получать хорошие результаты и при построении сверхширокополосных уси-

223 о,ен

Вых П-о

Рис. 9.51. Широкополосный усилитель на GaAs полевом транзисторе с отрицательной обратной связью по напряжению

лителен без цепей обратной связи. На рис. 9.52 приведена схема широкополосного усилителя с центральной рабочей частотой 15 ГГц и выходной мощностью 100 мВт. Для обеспечения широкополосности в цепях связи транзи-

ZtO Вых


Рис. 9 52. Усилитель диапазона 15 ГГц с многоступенчатыми согласующими трансформаторами сопротивлений на отрезках линий передачи

стора с генератором сигнала и нагрузкой используются многоступенчатое трансформаторы сопротивлений совместно с короткозамкиутыми и разомкг,-тыми шлейфами. Усилитель имеет следующие параметры; Zi==34 Ом (95°), Z2=30 Ом (57°), Z3=30 Ом (33°), Z4 = 37 Ом (27), Z5=59 Ом (29), Z6=100 Ом (27°), Z7=120 Ом (31°), Z8=80 Ом (55°), Z9=30 Ом (33;. Zio=40 Ом (91°), Li = 0,07 нГн, L2 = 0,12 нГн, Ci = C2=10 пФ [180].

В [181] приводятся сведения о схемах СВЧ-усилителей миллиметрово! о диапазона, обладающих коэффициентом усиления 4... 6 дБ на частотах 20... 100 ГГц и построенных иа GaAs ПТ с барьером Шотки. Схемотехника усилителей миллиметрового диапазона не имеет существенных отличий от схем сантиметрового диапазона. Например, на рнс. 9.53 показана схема уси-

Вх Л/* I/* и о-


о,от л/* л/* Вш

30 33 67

Ряс 9.53. Усилитель диапазона 60 ГГц с согласующими четвертьволновыми трансформаторами

лителя иа 60 ГГц с четвертьволновыми трансформаторами. Такие усилители имеют гибридно-интегральное или монолитное исполнение. Существенным достижением полупроводниковой технологии является значительное уменьшение коэффищ!еитов шума современных СВЧ-усилителей на ПТ Шотки. В частности, иа частоте 94 ГГц получено значение коэффициента шума 2,0 дБ.

15. 227



9.9. Автогенераторы ВЧ- и СВЧ-гармонических колебаний

Автогенераторы - автоно.мные устройства, преобразующие энергию источников питания в высокочастотный сигнал гармонической формы. Применение автогенераторов на мощны.х ПТ в ряде случаев упрощает конструкцию различных устройств, например систем охранной сигнализации, простых радиопередатчиков, автогенераторны:х датчиков и т. д. Энергетические соотношения и частотные ограничения у автогенераторов в основном те же, что и у УМ.

Автогенератор можно представить в виде замкнутых в кольцо (рис. 9.54,0) усилителей с коэффициентом усиления К(о)) =((ш)ехр(уфк(с1)))


Рис. 9.54. Схема автогенератора на активном четырехполюснике (о) и сообщенная трехточечная схема автогенератора на МДП-транзисторе (б)

Рис. 9.55. Схема LC-генератора с трансформаторной обратной связью

и четырехполюсником обратной связи, имеющим коэффициент передачи Р(ш)=Р(ш)ехр(/ф(5(ш)).

Большинство схем автогенераторов можно свести к схеме трехточки (рис. 9.54,6), где четырехполюсник обратной связи образован делителем Z1Z2, а усилитель - мощным ПТ и нагрузкой Z3.

Колебания возникают при одновременном выполнении условия баланса

Фк(шо)4-фр((Оо)=/г-2я, (9.8)

где = 0, 1, 2, и т. д., и баланса амплитуд

К((Оо)Р(шо)>1. (9.9)

Условие (9.8) означает, что обратная связь положительная, а (9.9)-что петлевое усиление превышает (или равно) 1. В общем случае четырехполюсник обратной связи может строиться иа основе /?С-цепей (РСтенераторы), Z-C-контура (LC-генераторы), линий связи, объемных и кварцевых резонаторов.

Простейшая схема LC-генератора с трансформаторной обратной связью приведена на рис. 9.55. На ее примере обсудим некоторые общие закономерности работы LC-генераторов. Схема иа рис. 9.50 является типовым резонансным узкополосным каскадом, охваченным положительной обратной связью. На частотах, близких к резонансной (Оо=2я/о= 1/У LC, можно принять р (ft)) = Ро=const, причем Ро зависит от степени магнитной связи между L и обмоткой связи LcB (т. е. от коэффициента взаимоиндукции М).

На рис. 9.56 представлены зависимости модуля петлевого усиления РоК(ш) и фазового сдвига фв(ш)-Ьф)<(ю) =фв)< от частоты ш. Фазовый

Линия с нанявмв/г S/fl/itu)


Рис. 9.56. Частотные зав1!симости модуля петлевого усиления \оК\ и фазового сдвига фвк

Рис. 9.57. Динамическая передаточная характеристика усилительного каскада на .УДП-транзисторе

сдвиг равен О на частоте шо, так что колебания возникают на этой частоте, если Ро-К(шо)1.

При возннкиовении дополнительных фазовых сдвигов (например, нз-за инерционности транзистора или цепи обратной связи) этот сдвиг должен скомпенсироваться фазовым сдвигом ф)<(ш). Это ведет к изменению частоты на некоторую величину, равную Дсо (на рис. 9.56). Чем выше эквивалентная добротность Qa контура (с учетом его шунтирования схемой), тем резче зависимость фл(ш) и меньше Дш. Поэтому в LC-генераторах стремятся использовать высокодобротные контуры (Сэ = 50 ... 500) и уменьшать степень связи схемы с ними. Реальная относительная нестабильность частоты (Лсо/шо) составляет 10 *... 10

Если бы усилитель был линеен, то амплитуда колебаний непрерывно нарастала и получение стационарной амплитуды С/вых ст было бы невозможно. Однако, рассматривая динамическую передаточную характеристику каскада (рис. 9.57), нетрудно заметить, что она нелинейна и поэтому крутизна ее по первой гармонике является функцией амплитуды выходного напряжения иых:

/Смаке -/с ИНН / Смаке -/ С мин

S1 (С/вых) (Уд + и) (f/g-2f/Bb,x

где /с макс и /с мин -токи стока, соответствующие вершинам положительной и отрицательной полуволн переменной гармонической составляющей напряжения на стоке.

Если усилитель работает в классе А, то при малых С/вых крутизна Si (С/вMx)==So=const, но при больших С/вых Si(C/bux) монотонно падает (рис. 9,58,0). Точка, в которой 5(С/,ых) =S p= 1/р/?а (имеется в виду, что К(соо) =5i/?3, где Ра- приведенное эквивалентное сопротивление контура (при резонансе), соответствует стационарному режиму генератора. Колебания прн этом возникают сами по себе (мягкий режим), а амплитуда их ограничивается вследствие верхней и нижней отсечек тока стока, ведущих к уменьшению Si.

При работе усилителя в классе В или С начальная крутизна при малых С/вых мала (Si-O). В результате без внешнего воздействия колебания не возникают (жесткий режим возиикиовения генерации) - см. рис. 9.58, б. Таким воздействием может послужить бросок тока стока прн включении геиератора. Из двух точек пересечения зависимостью Si(6Bbix) линии 5i = = S p одна (точка А) соответствует стационарному режиму, другая (В)




Рис. 9.58. Зависимости крутизны управления Si от выходного напряжения, обеспечивающие мягкий (а) и жесткий (б) ре-жи.мы Возбуждения автогенератора

неустойчива. Обычно жесткий режим возникновения колебаний нежелателен, но дает больший КПД.

Кроме описанчя графического метода определения крутизны >Ь1(С/вых) по первой гармонике применяют более сложные аналитические [1821 и численные методы. Перейдем к рассмотрению конкретных схем LC-автогенера-торов.

Схе.ма рис. 9 55 обычно используется на частотах до 50... 100 МГц. На более высоких частотах осуществление трансформаторной связи затруднено и применяются схемы индуктивной (рис. 9.59, а) и емкостной (рис. 9.59, б) трехточек.

Схема на рис. 9.59, а может применяться в любом частотном диапазоне, но особенно удобна для СВЧ-диапазона. При этом контур вырождается в


11- П

R1 С.

Рис. 9 59 Автогенераторы, собранные по схемам индуктивной (а) и емкостной (б) трехточки

вытянутую полупет.ш из медного посеребренного провода. Недостатком схемы является отсутствие заземления (по высокой частоте) конденсатора С контура. Этот недостаток устранен у схемы на рнс. 9.59,6, но у нее (из-за шунтирования контура делителем обратной связи С1С2) снижаются пределы перестройки по частоте изменением емкости С.

Хорошие результаты дает генератор (рис. 9.60), в котором транзистор включен по схеме с общим стоком. Такие генераторы легко возбуждаются и перестраиваются в широкой полосе частот. В [183] получены значения крутизны S, необходи.мой для возникновения колебаний в таком генераторе, и частоты генерации /о:

S =Сзи/С(;и

2я У

(9.10)

Из (9.10) вытекает возможность перестройки частоты изменением Lr и Сг. Заземление нижней обкладки Сг облегчает перестройку конденсатором Сг переменной емкости.

Практическая схема генератора (рис. 9.61) на транзисторе КП901А в дна-


07

0,033 \

Рис. 9.60. Автогенератор на транзисторе, включенном по схеме с общим стоком

Рис. 9.61. Высокочастотный автогенератор с уровнем выходной мощности единицы-десятки ватт

пазоне частот 30 ... 80 МГц обеспечивала Рвы1 = 2,5 Вт. Подобная схема на транзисторе КП904А имела Рвых=20 Вт на частоте \ц=\ МГц и [/п = 52 В (потребляемая мощность 36,4 Вт, рассеиваемая 15 Вт). Значения /-2= =5,6 МГн, С2 = 760 пФ, R=1 Ома.

В дальнейшем был разработан ряд подобных схем на GaAs МПТШ с электронной перестройкой частоты с помощью варикапов. Так, в [184] описан СВЧ-генератор на GaAs МПТШ АП602 с обращенным каналом. Такое включение облегчает создание положителььсй обратной связи при заземленном стоке (рис. 9.62). Индуктивность последовательного контура в


At/b.B

Рис. 9 62. Автогенератор на транзисторе АП602 с обращенным каналом

О 200 Ш S00

Рнс. 9.63. Зависимость выходной мощности и необходимого напряжения смещения варикапа от девиации частот

цепи затвора образована как внешней индуктивностью l, так и паразитными нндуктивностями затвора н варикапа, используемого для электронной перестройки частоты.

На рис. 9.63 представлены зависимости мощности Рвых и необходимого напряжения иа варикапе ДС/в от отклонения частоты /-/о- При изменении Ub от О до 50 В было получено перекрытие по емкости варикапа, равное 6. Крутизна модуляционной характеристики изменялась до 4... 5 раз. Потребляемая генератором мощность 0,6 Вт, КПД около 5%-



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 [ 38 ] 39 40 41 42 43 44 45 46

© 2000 - 2022 ULTRASONEX-AMFODENT.RU.
Копирование материалов разрешено исключительно при условии цититирования.