двухтактного каскада заключается в лучших энергетических параметрах. В классе В каскад работает с отсечкой каждым транзистором полуволны входного сигнала. При этом один транзистор усиливает одну полуволну, другой вторую (а иа выходе они суммируются трансформатором Тр2).

Если при раскачке амплитуда полуволны тока стока равна /см (практически /см = 5оС/в1 м), то потребляемый ток одного плеча будет /со = /см/я. Следовательно, имеем в пределе Ра м=/смС/п/2, Ро=2/со(/п = 2/смС/п/я и

т1и=Рн /Ро=л;/4 0,78. Таким образом, предельный КПД двухтактного каскада равен 78% а не 50/о, как у однотактного каскада в классе А. Так, если транзистор пассеи-вает мощность Ркдо =10 Вт, то в однотактном каскаде можио получить мощность не более Р =10 Вт, тогда как в двухтактно.м 2P /(1-ti)~7i Вт (множитель 2 учитывает, что транзисторов 2). Следовательно, при использовании транзисторов с заданной мощностью рассеивания Рк д п двухтактный каскад позволяет получить почти иа порядок большую выходную мощность чем однотактный каскад в классе А. j j .п< мпис1в,

На практике выигрыш будет меньше Реальный КПД Т1 = т1м = е[7 = е,т1т где ги и 8,--коэффициенты использования транзисторов по напряжению и току; г)т -КПД трансформатора. Реальный КПД имеет значения Т1 =

=0 65 О -

Рассеиваемая одним транзистором мощность Рк = 0,5(Рп-Рн) С/п/см/ л;-Рмэ/см/4 описывается кривой с экстремумом (рис. 8 13) при значении 7с кр = 2 п/яР э. При таком /смкр КПД равен 0,5. Подобный случай реализуется, если усиливаются сигналы с разным Um вх. Например, сигналы речи или музыки имеют средиестатистические значения С/м вх намного ниже максимальных (соответствующих максимальной Рн).

Специфической особенностью двухтактных каскадов является асимметрия плеч прежде всего из-за различия крутизны So каждого плеча (т. е. SoiSos). Для каскадов иа биполярных транзисторах это вынуждает осуществлять нх подбор по весьма нестабильному параметру В. Разброс So у мощных МДП-транзисторов обычно ие превышает 10... 15%, и их подбор может ие потребоваться. Тем ие менее этот разброс порождает увеличение Ki (из-за появления четных гармоник) иа величину /(г а = 4А5о/Зя5о, что дает А:га = 0,04.. 0,08 при ASo/So=0,l ...0,2.

У двухтактного каскада потребляемый ток растет с ростом Um ах. Это надо учитывать при выборе источников питания. Целесообразно иа их выходе применять электролитические конденсаторы большой емкости (тысячи микрофарад). Поскольку эквивалентные схемы плеч совпадают с эквивалентной схемой однотактного каскада (см. рнс. 8 6), расчет малосигнальных параметров проводится аналогично приведенному для однотактного каскада.

В каскаде рис. 8.10 использовано параллельное питание плеч по напряжению. На рис. 8 14, а показана схема двухтактного каскада с последова-

а) О

Рис. 8 14. Полумосговой (а) и мостовой (б) двухтактные каскады

с t> к

>;

g >>

а. (в с

f. S

тельным питанием по напряжению (так называемая полумостовая схема). Эта схема питается от двух разнополярных источников питания + (/ и -Ua (средняя точка их заземлена). Потребляемый от каждого источника ток вдвое меньше, чем в схеме рис. 8.10, но фактически вдвое увеличивается общее напряжение питания. Еще одна схема - мостовая (рнс. 8.14,6) применяется, если при источнике питания с заданным Ub нужно получить максимально возможную мощность.

в табл. 8.1 дана сводка энергетических параметров для четырех основных схем трансформаторных усилителей мощности: однотактного (см. рис. 8.1), двухтактного (см. рис. 8.10), полумостового (см. рис. 8.14,а) и мостового (см. рис. 8.14,6). В этой таблице введены обозначения: КПД трансформатора т)т, предельная мощность в нагрузке Янм пред, предельно допустимое напряжение на стоке Uc доп, предельно допустимая мощность, рас--сеиваемая на стоке Рс доп, коэффициент использования по напряжению 5=снм/С/п и дополнительный параметр т (для данных схем т=1).

Двухтактные каскады для своей раскачки требуют противофазных напряжений, создаваемы;: с помощью фазоинверторов. До сих пор нх роль выполнял входной трансформатор. Однако в качестве фазоинвертора можно применять хорошо известные схемы с разделенной нагрузкой (рис. 8.15) или обычные дифференциальные каскады. У каскада на рис. 8.15 выбирают

Рис. 8.15. Простейший фазо- Рис. 8.16. Оконечные каскады иа

инверсный каскад

мощных полевых транзисторах с гальванической (а) и конденсаторной (б) связью с нагрузкой

Rc = Rh, в этом случае его коэффициент усиления по каждому нз двух выходов близок к единице. Недостаток каскада - различное выходное сопротивление по каж.:ому из выходов. По Вых 1 оно равно Rnbix i= {Ri]\Rc), по Вых 2 Rr,ux 2= (RAUSo), причем Reax 2<Rbb,x \, так как выходное сопротивление истикозого повторителя 1/5 мало. Существует ряд специальных схем двухтактных каскадов: на комплементарных транзисторах, комбинациях би-поляр:1ЫХ и полевых транзисторов и др. Однако они обычно используются в сочетании с бестрансформаторным включением нагрузки.

8.3. Усилитгли мощности с бестрансформаторным включением нагрузки

Выходной трансформатор является громоздким и тяжелым изделием с низкой технологичностью изготовления. Поэтому в высококачественных усилителях мощности стремятся избегать его применения. Этому способствует широкая номенклатура выпускаемых типов мощных ПТ, облегчающих выбор транзисторов с задан.чымн энергетическими показателями [161, 162].

Обычно используются два способа бестраисформаторного включения нагрузки (рис. 8.16). В первом (рис. 8.16, а) используется двухполяриое

питание полумостового каскада, во втором (рис. 8.16,6) -однополярное. Если Un в схеме рис. 8.16,6 выбрать равным 2Un для схемы рис. 8.16, а, то энергетические показатели каскадов будут одинако!зы.

Чтобы получить низкую (10...20 Гц) частоту среза fcH= (1/2)я/Тн, где Тн - постоянная времени нижних частот, в схеме рпс. 8.16,6 потребуется выбор разделительного конденсатора Ср большой е>-касти (Тн=Ср/?н). Нередко эта емкость при /?н = 4...16 Ом достигает тисяч ;1!;;;рофарад. Наличие разделительного конденсатора связано с тем, что в отличие от схе.мы на рис. 8.16, а с нулевым потенциалом средней точки а этот потенциал в схеме на рнс. 8.16,6 близок к С/п/2. Разделительный кочлексатор Ср предотвращает попадание постоянной составляющей напря;:,апя в точке а в нагрузку.

На р]1с, 8.17 представлена практическая схема п\-:;мостозого каскада с бестраясформаторным включением нагрузки. Схема вполиена на мощных МДП-тоанзисторах КП901А. Ка рис. 8.18 показаны за?.иг;мости Кг от

Д/ Z2/t

ктгА

f 3 5 7 9 l/b,,B

Рнс. 8.17. Полумостовая схема оконечного каскада с гальванической связью с нагрузкой

Рис. fe 18. Зависимость Кг от напряжения Увых для схемы, приведенной на рис. 8.17

С/вых при С/п = ±30 В и /?н=10 Ом для ряда частот f гармонического входного сигнала.

Из рис. 8.18 видна слабая зависимость Кг от частоты. Она сви.четель-ствует о пренебрежимо малом влиянии инерционности транзисторов па частотах до 10 кГц. Видно, что в широком диапазоне изменения эффективного значения Lbhi Кг~4% и мало меняется. Это указывает на высокую линейность передаточных характеристик, причем нелинейные искажения связаны главным образом с различием крутизны So у транзисторов. При увеличении Кг до 107о С/вых достигает 12 В, что при /?н=10 Ом соответствует ;?дм = 14,4 Вт. Подбор транзисторов по крутизне позволлет заметно уменьшить Кг при Рп<Рв к-

Еще один вариант каскада (рис. 8.19) использует решения, известные из схемотехники усилителей мощности на квазикомплементарных биполярных транзисторах. Однако в оконечном каскаде используются ПТ. На рис. 8.20 представлены зависимости Кг от Увых. Ввиду глубокой ООС (каскад работает как повторитель) Кг при малых Ubmx мал (менее 17о). Однако выходные транзисторы в этой схеме раскачиваются не полностью и максимальная выходная мощность меньше, чем в схеме рис. 8.17. Для увеличения Рпм транзисторы VT\ и Г2 надо питать от отдельных источников с повышенным напряжением.

Cl гооян не wo

n zoom R7 too

Рис. 8.19. Каскад на квазикомплементарных транзисторах (оконечные полевые транзисторы)

Рис. 8.20. Зависимость от напряжения (Увых для схемы, приведенной на рис. 8.19

Рис. 8.21. Каскады усиления мощности с ком-п ,с:.:ентарнымн мощными МДП-транзй с т о р а м и, включенными по схеме с общи.м истоком (о) и общим стоком (б)

с общим истоком (рис. 8.21, а) имеет, пожалуй, единственное достоинство-большой коэффициент усиления /(o Soi?a l. Поэтому она требует небольших возбуждающих напряжений. Смещение Узи о создается на резисторах R\ ж Ю, (i?i = i?3), если параметры транзисторов идентичны, резистор R2 задает ток через делитель. Поскольку i?2>i?i и КчЖг. входное сопротивление каскада /?вх (Р1/?3). Каскад инвертирует фазу входного сигнала на 180°, выходное сопротивление каскада велико.

Каскад с общим стоком на рнс. 8.21,6 (т. е. двухтактный истоковый повторитель) имеет ряд достоинств. Благодаря глубокой ООС ои дает заметно меньшие искажения, чем каскад на рис. 8.21, а, и практически нечувствителен к разбросу крутизны So транзисторов. Выходное сопротивление каскада мало Лвых 1/5о, частотный диапазон шире. Напряжение смещения 2f/ зи о для обоих транзисторов создается падением напряжения иа резисторе Л2, резисторы Ri = Ri задают ток через R2. Входное сопротивление /?вх (i?li?3), каскад ие инвертирует фазу. Однако поскольку коэффициент усиления

+So/?

то каскад требует большого иапряжеиня возбуждения. Амплитуда напряжения на входе для полной раскачки каскада Umb- должна превышать напряжение Ua. Это главный недостаток каскада, перекрываемый рядом отмеченных выше достоинств.

К сожалению, мощные МДП-транзисторы с р-каналом медленно выходят нз сферы экзотических приборов и распространены намного реже, чем п-канальные приборы. Это является главным препятствием к широкому применению каскадов, показанных на рнс. 8.21.

Мощные ПТ (точнее, приборы средней мощности) целесообразно применять н в предоконечном каскаде. Когда оконечные каскады выполняются по схемам повторителей, нелинейные искажения всего усилителя определяются главным образом предокоиечиым каскадом (их несложно рассчитать описанным выше методом пяти ординат). Прн этом предоконечный каскад должен обеспечить предельно большую двойную амплитуду напряжения на выходе. Применение ПТ с высоколинейиой передаточной характеристикой резко облегчает решение этой задачи.

На рис. 8.22 представлены типовые схемы мощных каскадов с предоконечный усилителем иа мощном МДП-траизнсторе. Из отечественных при-

Рис. 8.22. Усилители мощности с предокоиечиым каскадом на мощном МДП-транзнсторе и с квазикомплемеитариыми (а) и комплементарными {б) транзисторами в оконечном каскаде

боров наиболее удобным оказывается транзистор КП902В. В усилителе рнс. 8.22, а оконечный каскад построен по схеме рис. 8.19. Применение лредокоиечного каскада иа ПТ делает схему завершенной. В схеме рис. 8.22,6 предоконечный каскад возбуждает усилитель мощности на комплементарных транзисторах.

В каскадах рис. 8.22 использован принцип вольтодобавки . При нем на часть стокового резистора предоконечиого каскада подается (через С2) выходное напряжение. Это позволяет увеличить иапряжение на выходе предоконечиого каскада и сделать двойную амплитуду его выходного напряжения даже большей, чем иапряжение питания U . В результате оконечный каскад раскачивается полностью.

8.4. Бестрансформаторные усилители мощности класса В {АВ)

Возможности серийных мощных ПТ позволяют строить высококачественные бестрансформаториые усилители мощности с Рн м до десятков-сотен ватт и Кг до долей процента. Эксперты по звуковоспроизведению отме-