сети переменного тока и создающий на конденсагоре фильтра напряжение Un-YUe, где (/с - напряжениг сети (при (/0=220 В имеем t/n=310 В). От этого напряжения питается ипyльcный преобразователь.

Благодаря включению иа вы.чоде выпрямителя конденсатора большой емкости (электролитического) возможна работа источников при внезапном отключен!!! (провале) сети. Время работы после провала определяет промежуток, в течение которого выходные напряжения не вы.чсдят за заданные пределы. Обычно это время равно 20. . .50 мс, а иногда и выше (зависит от емкости конденсатора на выходе выпрямителя).

Большие Ua облегчают получение высоких КПД, даже есля транзисторы преобразователя имеют довольно высокие остаточные напряжения (до 5. ..10 В). Это, однако, справедливо при сравнительно низких частотах преобразования (до 20 кГц). При более высоких частотах возрастают динамические потери и КПД падает (особенно при использовании биполярных транзисторов).

Применение мощных ПТ в импульсных преобразователях дает следующие преимущества: повышение частот преобразования (до сотен килогерц - нескольких мегагерц), уменьшение динамических потерь, снижен!1е массогаба-ритных показателей ВЧ-трансформатора и фильтров, уменьшение времени реакции на изменение нагрузки, упрощение схем управления, повышение надежности (за счет отсутствия теплового пробоя и меньших сквозных токов у полумостовых преобразователей). При частотах преобразования 20... ...200 кГц удельная мощность источников типа 4 доведена до 200... 500 Вт/кг. Она (и частоты преобразования) имеет тенденцию к непрерывному росту по мере разработки новых ферромагнитных материалов для сердечников ВЧ-трансформаторов, электролит!1ческих конденсаторов с большой удельной емкостью и выпрямительных диодов с малой инерционностью и малым падением напряжения в открытом состоянии (в частности, диодов Шотки). Источники этого типа имеют КПД 0,8.. .0,95 (при (/н = 5 В до 0,7...0,75).

Ниже для сравнения приведены основные параметры источника типа 3 с линейными стабклизаторами и импульсного источника типа 4 ппи Я = = 300 Вт [98]:

Линейный Импульсный источник источник

Выходная мощность Р, Вт...... 300 300

Выходное напряжение Un, В . . . , , 5 5

Выходной ток /н, А......... 60 60

Напряжение пульсаций, мВ...... 5 50

Нестабильность по сети, %..... 0,2 0,3

Нестабильность по нагрузке (при сбросе

до 50%), %............ 0,2 0 3

КПД, %............. 35 75

Температура корпуса, °С...... 100 35

Масса, кг............ 13,6

Объем, дм............ 12 зз

Такие источники широко применяются для питания средств вычислительной техники, содержащих микросхемы с напряжением питания 5 В. При более высоких (/ КПД может быть существенно выше. Повышается он и при использовании в преобразователе современных мощных ПТ и выпрямительных диодов с барьером Шотки. В целом импульсный источник намного превосходит линейный по основным показателям.

Тем ие менее отчетливо виден заметный проигрыш по напряжению пульсаций. Более того, пульсации являются высокочастотными и импульсными, что недопустимо для многих применений например при питании высококачественных усилителей звуковых частот, измерительных схем, радпоприем-иых устройств и т. д. Большие помехи излучаются и в эфир. Все это свя-

зано с тем, что на выходе импульсных преобразователей формируются импульсные сигналы с малой длительностью фронтов (десятки наносекунд) и большой (до t/n 310 В) амплитудой. Источником сильных электромагнитных помех является н импульсный ВЧ-трансформатор.

Именно эти обстоятельства привели к разработке источников типа 5 с резонансными преобразователями (инверторами) и близкой к синусоидальной формой напряжения, поданного иа ВЧ-трансформатор. Последнее снижает уровень пульсаций почти на 15... 20 дБ. В их составе резко уменьшены импульсные компоненты. Спектр частот пульсаций оказывается более узким, что облегчает их фильтрацию. Пионером в разработке таких источников выступила фирма Hewlett Packard, создавшая серийные источники с резонансным инвертором на мощных МДП-транзисторах с частотой преобразования 200 кГц и мощностью десятки-сотни ватт [97]. Далее рассматриваются особенности схемотехники источников вторичного электропитания на мощных ПТ. Теоретические сведения даны в минимальном объеме. Особенности выбора источников с нужными показателями описаны в [98].

4.2. Линейные стабилизаторы напряжения

Простейшей схемой линейного стабилизатора является импульсный повторитель (рис. 4.1, а), на вход которого подается опорное напряжение Uon.

Рис. 4.1. Стабилизаторы напряжения на основе схемы с общим стоком (а) и с операционным усилителем в цепи обратной связи (б)

D

Изменения Un передаются на вход стабилизатора через внутреннее сопротивление r, мощного ПТ, рабочая точка которого должна быть на пологих участках выходных ВАХ. Выходное напряжение прн /?;->оо (/ (/оп-(/о- -RbuxIh, где /?вых 1/5 -выходное сопротивление. Коэффициент стабили-заци;;

AUn/Un Uh Ru ii вых ~д[/ /[/ -{/п / + (/? ii Лвых)

Минимальное напряжение на входе (/п мин (/оп-(-(/ост, где (/ост - остаточное напряжение (сток-исток), при котором рабочая точка транзистора расположена на пологих участках ВАХ. Рассеиваемая транзистором мощность Рт= (t/n-(/н)/н, потребляемая мощность Рп=(/п/н н КПД ri =

= Р /Рп = (/н/п/(/п/п=(/ /(/п. , ГТ V А,

Максимальное значение КПД Т1макс (н/(Ьн-Ь(/ост). Ири i = U,l... ...10 А/В. Рвых = 0,1 ... 10 Ом, /Сет до нескольких десятков Г1 акс = 0,4 . .. ... 0,6 (при (/ост=1 ...-15 в и (/н 2.. .15 В).

Применение мощных ПТ дает ряд достоинств. При больших мощностях (единицы-десятки ватт) работа мощных ПТ более стабильна, чем биполярных транзисторов, поскольку мощные ПТ имеют отрицательный температурный коэффициент изменения тока стока, не подвержены тепловому и слабо подвержены вторичному пробою. Мощные ПТ имеют меньшее (примерно на порядок) время установления (/я прн бросках тока /н. Наконец, схемы типа рнс 4.1 не боятся кратковременных замыканий нагрузки. К недостаткам их следует отнести большие (/ост и малый КПД. Хотя современные мощные

МДП-транзнсторы имеют t/ост до 1... 2 В, у многих приборов t/ост намного выше. Следует отметить, что невысокий КПД связан и с необходимостью иметь запас по напряжению t/n при его колебаниях (обычно в пределах ±10... 20%).

Показатели /?вы1 н Кот могут быть резко улучшены при введении в цепь регулирования усилителя (рнс. 4.1,6). В результате получается типовая схема компенсационного линейного стабилизатора. Прн этом ?вых уменьшается в Л раз, а Кст увеличивается в Л раз, где A=>l+pK=i+KR2l(Hi+Ki): К - коэффициент усиления усилителя. При нспользованнн интегральных операционных усилителей К>10*, что и обусловливает резкое улучшение показателей стабилизаторов.

Важно отметить, что высокое входное сопротивление Rb-l мощных iii (в отлнчне от биполярных транзисторов) резко уменьшает нагрузку иа источник опорного напряжения t/ n в схеме рис. 4.1, а и нагрузку выходной цепи усилителя в схеме рнс. 4.1,6. К примеру, если бы /н 1...Ш А, то ток базы биполярного транзистора достиг бы сотеи миллиампер н его прямое применение в схемах рнс. 4.1 было бы просто невозможным (тогда как мощный ПТ может использоваться).

В 83 84] описан ряд практических схем линейных стабилизаторов напряжения на мощных МДП-транзисторах (рис. 4.2). В ннх усилитель выпол-

т нтзи

т дз/л

j, /1/7 ЮЗ/

Рис. 4.2. Практические схемы компенсационных стабилизаторов напряжения с резнстивным усилителем рассогласования (о), с токостабнли-зирующимн транзисторами в усилителе рассогласования (6) и в цепи источника опорного напряжения (в)

ней на дискретных (биполярных н полевых) маломощных транзисторах. Как известно, коэффициент усиления каскада иа биполярном транзисторе, включенного по схеме с общим эмиттером, KAsiS RkIRbi оэ увеличивается с ростом Rk и может достигать нескольких сотен н даже тысяч. Высокое Rb-l повторителя на мощном МДП-траизнсторе VTI позволяет в полной мере использовать усилительные свойства VT2 (иа это указывает величина Як = = 27 кОм) в схеме рнс. 4.2, а.

Дальнейшее увеличение К достигается заменой Rk иа токостабнлизнрую-щий полевой транзистор У7 3 (рнс. 4.2,6). Ток в цепи опорного стабилитрона VD1 задается также токостабилизирующнм транзистором V7 4 (рнс. 4.2, в). В качестве токостабнлизирующнх цепей использованы ПТ со управляющим р-п переходом в двухполюсном включении. Возможно применение н других токостабнлнзнрующих двухполюсников.

В табл. 4.1 приведены параметры стабилизатора, показанного иа рнс. 4.2. Онн получены при Уп = Ув1 = 24 В и Ua=W В. Использовались различные типы мощных ПТ.

Тип транзистора

КП902Б

КП901А

а б в

173 950 1050

0,14

0,14

0,05 0,05 0,05

0,3 0,3 0,3

3 1,А(г,з)

а ff

100 970 1120

0,14

0,1 0,1 0,1

1,2 1,2 1,2

КП904

а ff

190 993 1200

0,008 0,002 0,004

0,5 0,5 0,5

Рнс. 4.3. Внешняя характеристика стабилизаторов с регулирующим транзистором КП902А (/), КП901А (2) и КП904 (3)

Сравинвая относительно маломощные стабилизаторы с регулирующим транзистором КП902 (/я а о до 0,3 А) с более мощными КП904Б (/н макс до ЗА), нетрудно заметить, что Кст слабо зависнт от типа регулирующего транзистора. Это объясняется тем, что мощный ПТ включен как истоковый повторитель, а Кст зависит в основном от усиления каскада рассогласования. Таким образом, ие меняя схему, а заменяя лишь регулирующий МДП-транзистор, можно изменять величину /н макс Выходное сопротивление стабилизатора уменьшается прн нспользованнн более мощных полевых транзисторов с большей крутизной S.

На рнс. 4.3 показаны зависимости от тока нагрузки. Он регулировался изменением Яв от бесконечности до нуля. Нетрудно заметить, что стабилизаторы при больших U имеют резко падающие участки этих зависимостей (т. е. прн коротких замыканиях - КЗ нагрузки - обеспечивается ограничение тока). Как уже отмечалось, для достижения наибольших Кп и малых Rbui следует применять схемы, подобные приведенным на рнс. 4.1,6. В этом случае нестабильность может быть снижена до тысячных долей процента, а Лвых до тысячных долей ома и меньше.

4.3. Линейные стабилизаторы тока

Стабилизатором тока называется устройство, поддерживающее неизменным ток /н в нагрузке Rs, величина которой изменяется в широких пределах (обычно от О до Ля макс). Стабилизатор тока должен иметь по возможности большее выходное сопротивление /?вы1.

Биполярные транзисторы широко применяются в стабилизаторах тока (например, схема с общей базой). Однако у них ток коллектора всегда меньше заданного тока эмиттера (на величину тока базы). Этот принципиальный н серьезный для этого класса устройств недостаток полностью отсутствует у ПТ, поскольку ток затвора у ннх ничтожно мал.

Принципы построения стабилизаторов тока с мощными ПТ иллюстрирует рис. 4.4. Простейшим стабилизатором тока является схема с общим затвором. Ток /о, заданный в ннзкоомной (RbuiI/S) цепи истока, протекает н в цепи стока. Прн этом /с(Ус) =/о+Ус ?вы1, где RBH-l~Ri(l-\-SoRn) и /?i At/CH/A/c- выходные сопротивлеиня транзистора.

Основной недостаток этой схемы - необходимость в стабильном и достаточно мощном источнике напряжения t/n (от него отбирается ток /о). Этот недостаток отсутствует в схеме компенсационного стабилизатора тока

на рис 4 4, б В нем падение напряжения на Во, равное IcRo, сравнивается с Uou- Возникающий сигнал рассогласования усиливается усилителем. С уче-

J5>

Рис. 4 4. Стабилизаторы тока на основе схемы с общим затвором (а), с операционным }сллителем в цепи обратной свяэн (б) и стабилитроном в цепи затвора (в)

том ЭДС смещения нуля ± С/см о усилителя ток в нагрузке /н==/с (i/on± ±(/смо) ?о. Следует выбирать i/on> £/см о, тогда IbUouIRo.

Особый интерес представляет построение стабилизаторов тока в виде двухполюсников. Простейщая схема такого рода показана на рис 4 4, е. Если Lon - напряжение стабилизации стабилитрона VDI, то ток /с приближенно равен /с= (i/on-i/o) ?o.

Резпстор Ra (балластный) задает ток через стабилитрон VDI. Это имеет два недостатка Во-первых, Re щунтирует /?вы1 и снижает общее выходное сопротивление. Рекомендуется выбирать Рц из условия Rs{Un-Uon)l /сткин, близкого к равенству (/от мин - mf -? тьно допустимый ток стабилитрона) Во-вторых, изменение Uc ведет к изменению тока, протекающего через стабилитрон- lci= {Uc-Uon)IRi. В результате несколько меняются Uon и 1с

Параметры схемы рис 4 4, в можно заметно улучшить, применив вместо Re маломощный токостабилизирующий двухполюсник (например, ПТ с затвором, подключенным к истоку).

На рис. 4.5 приведена го.и.ая схема стабилизатора тока с усилителем рассогласования [26]. В nd. . рипяты специальные меры по стабилизации опорного напряжения Uon Оно создается как падение напряжения на ре-

Ферриаобое

-o+i/

Рис. 4 5 Токостабилизирующий двухполюсник с операционным усилителем

Рис. 4 6 Импульсный регулятор напряжения

зисторе R\ от тока, заданного специальной микросхемой CR056 (двухполюсный стабилизатор тока). Напряжение, поданное на опорную цепь, стабилизируется параметрическим стабилизатором (/?3, VD1). Это напряжение равно 15 В

4.4. Импульсные регуляторы

Низкие энергетические показатели линейных стабилизаторов связаны с тем, что через регулирующие элементы непрерывно течет ток при значительном падении напряжения на них. Основным способом улучшения этих характеристик является переход к импульсному способу регулирования.

Принцип импульсного регулирования заключается в периодическом подключении нагрузки /?н к источнику напряжения U с помощью ключа S. При этом среднее значение напряжения (рис. 4.6)

С/ = J UdtyU,

где \- = ;и/7 -коэффициент регулирования; Т--период коммутации

Если ключ идеален, то КПД регулирования равен 100%. Однако выходное напряжение оказывается не постоянным, а импульсным. Поэтому на практике грпменягот схемы с индуктивным накопителем энергии - дросселем. Ои поддерживает в нагрузке пульсирующий ток (при большой индуктивности L дросселя - почти постоянным).

На рпс 4 7 представлены три основные схемы замешенгч гмпульсных регуляторов с дроссельным накопителем энергии. Основные параметры их

0,S f 0,5 ff

Рис 4 7 Типовые схемы per) лчторов понижающего (а), повыша10щего (б) и инвертирующего (в) типов и их регулирующие характеристики