напряжение UQ>[/Q. Нлсытешя не происходит и при гфО, если

КБ = СИ +V6-Кк>0- Л Ch/23B+6/213 > к- Из (3.11) Н

<3.14) можно получить

?сивкл , (см + Уот) (1 + А21Э + Rbx/R6)

-г .си вкл h tl D г г г г \ +

*21Э

А2,э(/о/гб-см-от)

RsxRm вкл 6

213

(3.17)

По этой формуле определяется возможность насыщения для составного ключа с учетом напряжения (Уси, сопротивлений Rc и Rem в л.

Формула (3.15) обусловливает погрешность 30... 40%, что связано с допущением постоянства коэффициента передачи по току h2i3 . При учете нелинейной зависимости /121Э /(/к) погрешность уменьшается до 10... 15%.

Насыщенное состояние составного ключа обеспечивается входным напряжением

Ув1 (2 ... 3)/о 121Э So+Uor+Uo.

(3.18)

Практически для составного ключа уровень (Ув1 12...15 В является аполие достаточным для его включения. Например, для составного ключа с транзисторами КП901А (So=0,l А/В) и 2Т908 (/i2ia 20) для коммутации тока /о 10 А величина Un, рассчитанная по (3.18), Ув1= (2 ... 3) 10/20-0,1-i--fO,7-fO,I = 10,8... 15,8 В.

При иевыполиеиии этого условия составной ключ работает в активной области выходной ВАХ с током (рис. 3.20) /o i2i Э 5о(1/вх-Уо-Уот+ +bUtx). Следует отметить высокую линейность передаточной характеристики составного ключа в этом режиме и его высокую термостабильность, так как коэффициенты Ь н So имеют температурные коэффициенты разного знака.

В динамическом режиме особениости работы составного ключа связаны с различным быстродействием полевых и биполярных при баров. Упрощение переходной ироцесс в ооставяом ключе представим следующим образам. При подаче ступеньки напряжения иа вход составного ключа рабочая точка МДП-траизистора переходит из положения / (рис. 3.21, а) в положение 2, а затем в положение 3 выходной ВАХ. Интервал времени, соответствующий переходу рабочей точки МДП-транзистора из положения / в положение 3, является временем включения МДП-транзистора. В иитервале времени, соответствующем переходу рабочей точки МДП-траизнстора из положения 3 в положение 4, включается биполярный транзистор. При этом ток стока уменьшается с /см~Увх5о до Ic - hlh2\3 , а напряжение на биполярном транзисторе изменяется с (Укэ Уп(сивкл/(/?ся вкл-1-/?н)) до Uk3 = Uk3{Io), определяемого выражением (3.16). Таким образом, включение биполярного транзистора в ооставиом ключе происходит при напряжении, меньшем, чем напряжение питания, что повышает надежность работы биполярного транзистора (рис. 3.21,6).

В связи с тем, что ток стока является током базы биполярного транзистора, максимальное входное напряжение, которое может подаваться иа вход, связано с максимальным значением тока базы следующим выражением: Увх <(/-, /So-ЬУпор)-

Рис. 3.20. Семейства выходных ВАХ составного транзистора

Рис. 3.21. Траектории рабочих точек полевого и биполярного транзисторов при переключении

Длительность интервала включения составного транзистора можно рассчитать по формуле:

/ пкл - i

Тт4-/?б(Сси-ьСкб)

IRzn вкл + Ли (Л21Э -f 1)]/;?сивкл (Л21Э + I) So (i/nop + вх) 1Лс вкл + /?н (Л21Э+ 1)1/п-1

0,lRHfl2\3/(RH + RcH вкл)

где Тт - постоянная времени биполярного транзистора; Сел и Ск в - емкости транзисторов составного ключа.

Время выключения составного ключа определяется параметрами биполярного транзистора и описывается следующим выражением:

н/Л21Э + пор/6 л= [Тт + Rn (Сси + Скб)1 (Л21Э -Ь I) In-1 -.

Результаты исследования ряда составных ключей представлены в табл. 3.4.

Таблица 3.4. Параметры составных ключей

в составном ключе при нарушении неравенства (3.17) при вьгключении по-

I р . является задгржка, связанная с появ-

иЗГ I лением избыточного заряда у биполярно-

° Г*-1 О транзистора. Уменьшение этой за-

держки достигается введением в схему составного ключа двухобмоточного дросселя (рис. 3.22) [68]. Прн поступлении на вход управляющего импульса первый транзистор открывается и через него протекает ток ic~iB. В индуктивности L накапливается магнитная энергия, пропорциоиальиая току базы. При выключении ключа в нижней полуобмотке индуктивности создается ток выключения иыхоаиого траизнстора, который пропорционален току базы. При этом рассасывание избыточного заряда происходит в области эмиттерного и коллекторного переходов, что существенно уменьшает задержку выключения.

Рис. 3.22. Составной ключ с двухобмоточным дросселем управления

3.6. Ключевой регулятор напряжения

Процессы переключения силовых приборов зависят от характера нагрузки. Типовой нагрузкой силовых ключей является активио-иидуктивиая нагрузка (рис. 3 23), для которой возможны два режима работы- прерывистых и непрерывных токов индуктивности.

Рис. 3.23. Ключевой регулятор напряжения (а) и экспериментальные временные зависимости тока стока транзистора КП904 Ic=f{t) для различных значении амплитуды входного напряжения (б)

Особенностью режима прерывистых токов является установление тока (н иа уровне начального тока стока 1с иач к моменту прихода включающего импульса. Переходные процессы в ключе на ПТ имеют шесть характерных стадий. На первой стадии (задержка включения) напряжение Уси - Оп и емкости Сзв и Сзс через резистор Rr заряжаются с постоянной времени Т1 /?г(Сзи--Сзс). Длительность этого этапа /з вкл определяется выражением (3.1).

На второй стадии (включения) при выполнении условия Tbi<Th время включения в основном определяется разрядом выходной емкости Свых током /си : вкл /пСвых си, где /c So(i7,xM-t/o), Св -ЬСзс Динамические потери при включении рассчитываются по формуле Р.кл= (пСвы1/ 2Г.

Прн выключении имеются стаднн задержки выключения изменения выходного напряжения и си (О и изменения тока стока. Стадия задержки вы-

ключения рассчитывается по (3 3). На следующей стадии иапряжение иси (О изменяется от С/си =t/oci ДО UcH = Un при практически неизменном токе Ia. Длительность этого интервала можно оценить временем перезаряда емкостей Сси н Сзс током нагрузки 1в= {Ua-Uocr)IRb:

Г,ыкл (ta-f/ост) (CcH-fC,c) h.

Мощность потерь иа этом интервале Ряыкли (Ссв+Сзс)12Т.

Прн < = Гвыкл иапряжение [/си становится больше напряжения U и в работу вступает диод VD. Ток стока уменьшается при [/си=1/ппо экспо-иеициальному закону с постоянной времени Тв1=/<г(Сзн--Сзс): tc(0 = = /нехр(- tbi). Длительность этого интервала / выкл 2,2Тв1, а мощность потерь Р 1ыкл=и 1вХи1Т.

В режиме непрерывных токов индуктивности к моменту включения силового транзистора диод VD открыт током нагрузки. Стадия задержки включения определяется так же, как в предыдущих случаях. Стадия включения характеризуется рассасыванием избыточных носителей заряда в диоде /р н восстановлением запирающих свойств диода tt- На рис 3.23 показаны экспериментальные временные завнсимости тока стока для разных уровней входного сигнала. Практически /рХв, поэтому можно считать tsK.T = tp+ -\-(в (р- При рассасывании избыточного заряда к ключу приложено напряжение Ucii~Uu + U;i (где t/д -напряжение на диоде VD). Ток в ключе на ПТ нарастает во времени по закону ic{()=S [u3H {t)-Uo], где

зи (0=(/вх [1-ехр(-;/Тв1)], Тв1 = /?г[Сзи-ЬС,с([/п)].

Так как изменения иапряжеиня на элементах схемы незначительны, пренебрежем при определении времени включения токами емкостей Сзс и Сен. Зарядовое уравнение для диода примет вид

dQ(n , Qjt) , , dt + т, -н - т

I - ехр

где /см 5о([/в1м-Lnop).

Решение этого уравнения для любых Тд и Tbi (кроме t =Tbi) описывается следующим выражением:

д(0 = /нТд-/с

Твх -Тд

Тд ехр

- Твх ехр

при Тв1=5Тд,

И ДЛЯ Твх=Тд = Я

Q (t) = / т - /смТ [1 -(1 -f / т) ехр (-/т)].

При введении безразмерных коэффициентов й=/см/н, Л=Тв1/Тд, 6 = = <вкл/тд выражение для определения < кл для обоих случаев примет вид

I=*l+igiIT ехр ( -8) -Af ехр l--

1=й[1-(1-в)ехр(-в)] прн т,х=Тд.

Решение этих трансцендентных уравиеиий не представляет собой сложности. При выполиеини условий т,1>Тд нлн Твх<Тд длительность интервала <вкл может быть выражена аналитически

!.кл Т,11п [*/(*-1)1 при Т,х>Тд, вкл Тд1п [*/(*-1)] при Тв1<Тд.

Мощность потерь, выделяемая иа транзисторе,

nS.(BxM-o)f, Г, / вкл

вкл ~ -р вкл Tbi - еХр I

Процесс выключения в режиме непрерывных токов ие имеет каких-либо качественных особенностей по отношению к режиму прерывистых токов индуктивности. Однако следует отметить, что в режиме непрерывных токов мгновенная мощность характеризуется большой величиной ие только прн

выключении (/ск выкл~/еУп), НО Н прИ ВКЛЮЧеНИИ (ЯсмжлУп/сы), ЧТО

необходимо учитывать при расчете ключей.

Существуют методики расчета ключей с активно-иидуктивиой нагрузкой при управлении от источника тока [70], однако эксперимент показывает и для этого случая экспоненциальный характер изменения напряжения цзи(0-

3.7. Аналоговые ключи

Полевые транзисторы имеют ряд преимуществ по сравнению с биполярными в аналоговых ключах. Во-первых, это линейное сопротивление во включенном состоянии, отсутствие характерной для биполярных приборов иелииейиости, которая приводит к изменению и искажению входного сигнала. Во-вторых, малая мощность управления, большое быстродействие, способность выдерживать большие броски тока, возникающие при емкостных нагрузках, и широкий динамический диапазон.

На рис. 3.24 приведена схема двунаправленного аналогового переключателя [92]. Когда оба ключа А я В микросхемы DG300, управляемой цифровым входным сигналом от ТТЛ- или КМОП-схем разомкнуты, то затворы обоих транзисторов VMP21 соединены с шииой питания -1-15 В через резистор сопротивлением 10 кОм. Аналоговый переключатель при этом включен.

VHPZI

VMP2I

VMPZI

fHP21

0-I5B

Рис. 3.24. Двунаправленный аналоговый переключатель

VNPif,

-ttB-ВклХ,

VHP2f

Рнс. 3.25. Аналоговый переключатель со следящей связью, уменьшающий модуляцию канала

и его сопротивление равно удвоенному сопротивлению открытого транзистора. Максимальный ток схемы 1,5 А определяется током транзистора. Переключатель выключается закорачиванием затворов транзисторов иа шину отрицательного питания, при этом напряжение затвор-исток становится ниже порогового значения, равного 0,8 В.

Изменение аналогового сигнала вызывает модуляцию канала открытого транзистора что приводит к искажениям выходного сигнала. Особенно это важно при ннзкоомной нагрузке. Исключить модуляцию сопротивления канала транзистора позволяет схема, отслеживающая входной сигнал и поддерживающая напряжение затвор-исток транзистора постоянным. В схеме рис. 3.25 входной сигнал через буферный усилитель 1 подается на затворы транзисторов и тем самым обеспечивается постоянство сопротивлеиня включенного переключателя. Управляющее напряжение t/y=10 В и О при включении и выключении переключателя соответствеиио.

Уменьшение влияния модуляции канала достигается за счет параллельного соединения транзисторов, так как уменьшается абсолютное значение

сопротивления (рис. 3.26). На рис. 3.27 представлена зависимость сопротивления включеииого аналогового переключателя от величины входного аналогового сигнала для приведенных с>ем. Частотные свойства переключателей

#х VMP2f

-о i/y {-15Ввнл, ОВ-быкл)

-о-15 В

Рис. 3.27. Зависимости сопротивлений аналоговых ключей от входного напряжения

Рис. 3.26. Аналоговый переключатель с параллельным включением МДП-транзисторов

определяются в основном частотными свойствами схем управления. Мощный высокочастотный переключатель, управляемый МДП-траизисторами (рис. 3.28), работает до частоты 50 МГц с временами переключения 50 ис

}/HP2

Рис. 3. 28. Высокочастотный анало- Рнс. 3.29. Аналоговый переключа-говый переключатель тель с трансформатором напряжения

Управляющий сигнал равен 10 В для включеииого состояния н О В-для выключенного. Вся схема помещается в медный заземленный экран.

Для управления аналоговыми ключами возможно применение трансформаторов (рис. 3.29) [169]. Высокий уровень сигнала £/вх запускает генератор импульсов G, а однополупериодный выпрямитель на вторичной стороне трансформатора создает постоянное напряжение для управления ПТ.

3.8. Схемы управления ключами на мощных полевых транзисторах

Ключевые приборы относятся к основны.м элементам импульсных устройств. Стремление получить при проектировании импульсных устройств предельное быстродействие связано с решением ряда таких задач, как оптимальное управление, уменьшение рассеиваемых мощностей ключевого эле-