Верхний частотный предел работы МПЛЗ определяется интенсивным возбуждением в ней поверхностных волн, причем критическая частота каждой из ннх

/крк106/Л >вп-1 .

В передающих линиях на МПЛЗ наблюдается влияние периодических емкостных иеоднородностей, возникающих в местах подключения к линиям ПТ, что приводит к изменениям Z н /3. Поэтому в каждом конкретном случае необходимо найти оптимальное расстояние между транзисторами, так как большое расстояние ведет к увеличению габаритных размеров УРУ и росту потерь в МПЛЗ. При малом расстоянии транзисторы оказываются непосредственно включенными параллельно. Экспериментально установлено, что для усилителен на транзисторах КП902 н КП905 оптимальные значения / = 3... ...5 см. Прн использовании в таком УРУ пяти транзисторов КИ905 был получен коэффициент усиления Ди=6,25 и /ф~0,6 нс.

Благодаря высокой линейности передаточных характеристик ПТ нелинейность зависимости [/вых н [/вх не превышает 5% при изменении [/вх до 8 В. Усилитель выдерживает значения [/вх до 30 В, причем выход, из режима перегрузки не сопровождается заметными временными задержками, так как полевым транзисторам не свойственны явления накопления и рассасывания избыточных носителей. При изменении [/п на ±10% изменение Ки не превышает 3%, а при росте температуры на каждые 10° С Ки падает приблизительно ка 2% из-за уменьшения крутизны транзисторов.

В [121] рассмотрен УРУ на мощных GaAs ПТ с барьером Шотки (АП602). Микрополосковые линии задержки выполнены на стеклопластике. Экспериментально полученные результаты при использовании трех транзисторов следующие: Ки~3, /ф 0,1 нс.

Усилители с распределенным усилением на ПТ с целью миниатюризац:(И можно выполнять в гибридном, гибридно-монолитном и монолитном нсполне-нин. Вопросы, связанные с построением таких УРУ, подробно рассмотрены в [122, 123]; там же даны результаты экспериментальных исследований УРУ.

0, 6.6. Дифференциальные и двухтактные усилители

Типовая схема дифференциального усилителя на ПТ приведена на рис. 6.30. Достоинствами такого каскада являются малый коэффициент гармоник, малая чувствительность к пульсациям питающих напряжений, боль-

jffff hjffo

-o*SOB

Вх о-

о-В..

°J-1 0,1

Рис. 6.30. Схема дифференцн- Рис. 6.31. Принципиальная схема диффе-ального усилителя на полевых ренцнального усилителя, работающего в ли-транзнсторах ненном режиме

шое максимальное выходное напряжение по сравнению с каскадами с разделенной нагрузкой, возможность применения в обоих плечах как высокочастотной, так н низкочастотной коррекции, возможность получения противофазных сигналов, снимаемых с разных плеч усилителя. Один нз входов усилителя может использоваться для управления рабочей точкой усилителя н его балансировки.

Такие усилители могут применяться в усилителях низкой частоты, а также в широкополосных усилителях как импульсных, так н гармонических сигналов. Часто его используют в качестве оконечного каскада для работы на симметричную емкостную нагрузку (например, электронно-лучевую трубку) и в качестве переходного от одиотактной схемы к двухтактной. При подаче сигнала на дифференциальный вход коэффициент усиления усилителя равен коэффициенту усиления обычного каскада с общим истоко.м Kiiji = SR(i.

Как правило, сигнал подается только на один вход дифференциального усилителя, т. е. Un.~Uu а [/2=0. Следовательно, общее усиление каскада по напряжению будет составлять лишь половину коэффициента усиления простого каскада с общим истоком Kn = SRc/2. При подаче одинаковых сигналов на оба входа Ui = U2=Uo коэффициент усиления будет очень мал;

£c-l/S-b/?o

где - внутреннее сопротивление источника тока в цепи истоков ПТ. Прн /?о->-оо КиоО.

Способность схемы усиливать сигналы, подаваемые на дифференциальный вход, и ослаблять сигналы, подаваемые на симметричные входы, известна как свойство ослабления синфазных сигналов. Коэффициент подавления определяется как отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала к коэффициенту усиления синфазного сигнала: К-а = Кил1Кс = = 1 -f S/?o.

Резисторы в стоковых цепях и другие элементы схемы рассчитываются так же, как в элементарном каскаде с общим истоком; высокочастотную коррекцию, если она имеется, рассчитывают обычным образом. Частотная и переходная характеристики рассматриваемого каскада не отличаются от характеристик резнсторного каскада, поэтому частотные и переходные искажения рассчитываются по формулам резнсторного каскада.

На рис. 6.31 представлена схема дифференциального усилителя, работающего в линейном режиме. В качестве источника тока использован обыкновенный резистор. При использовании транзисторов КП907 этот каскад обеспечивает времена нарастания и спада импульсов до 5 нс.

На рис. 6.32 [129] показана схема усилителя, предназначенного для работы в диапазоне частот до 100 МГц. Для обеспечения наилучшей симметрии плеч усилителя при небольших напряжениях источников питания при-

0,7 ПК

-о*70В

пi-.-1

0-Г5В

Рис 6 32 Принципиальная схема высоко- Рис. 6.33. Последовательно-ба-частотного дифференциального усилителя лаисная схема усилителя на

мощных МДП-транзисторах

менен стабилизатор тока на биполярном транзисторе. Прн одинаковых параметрах стоковых цепей транзисторов VTl и VT2 частотные характеристики яо обоих выходам будут практически одинаковыми. Для уменьшения длительности фронта переходной характеристики усилителя в схеме использована простая индуктивная коррекция.

При емкостной нагрузке Сн=17 пФ длительность фронта переходной характеристики усилителя ф 3,5 не, что соответствует верхней граничной частоте fB=100 МГц. Максимальная амплитуда выходного сигнала Увы1 мако = 45 В. При работе усилители иа значительные емкостные нагрузки для получения высоких динамических характеристик целесообразно использовать двухтактные схемы. Принцип построения таких каскадов описан в (62].

На рис. 6.33 представлена последовательно-балансная схема усилителя, которая сочетает в себе простоту обычного однотактного каскада и высокие усилительные и динамические характеристики двухтактного [130]. Постоянная составляюшая входного сигнала на затворе VTl задает режим схемы по постоянному току. Напряжение для управления транзистором VT2 снимается с резистора, включенного в цепь стока транзистора VT1. Необходимое смещение уровня создает стабилитрон VD1, определяющий совместно с R1 максимальный вытекающий выходной ток схемы.

Коэффициент усиления Ku=Si{1+RiS2)Rh, где Si, S2 - крутизна соответственно транзисторов VTl, VT2. Этот каскад управляется как обычный однотактный, имеет те же паразитные входные параметры, однако обеспечивает большее усиление и меньшее выходное сопротивление (~1/Sj), Рассмотренный усилительный каскад при Са=10 пФ, Цщ=100 Ом обеспечивает длительность фронта переходной характеристики меньше 2,5 не при перепаде выходного напряжения порядка 15 В.

На рис. 6.34 приведена схема широкополосного усилителя, который используется в серийно выпускаемых генераторах импульсов Г5-83. Этот усилитель работает в линейном режиме и обеспечивает амплитуду импульса

\}ХФ 390 RSfK

к=>

т Алюг

5RI3 V I

Вх о-

КП907В

*еов

НП907Б

Rf fo

¥Т2

rntifA

Рис. 6.34. Принципиальная схема широкополосного усилители

отрицательной и положительной полярности 20 В на нагрузке 50 Ом, частотный диапазон 1 Гц... 50 МГц, неравномерность вершины импульса не более 5%, длительность фронта и среза выходной характеристики 3...5 ис, выбросы не более 107о. Учитывая низкую нижнюю граничную частоту /я=1 Гц, усилитель выполнен по схеме с гальваническими связями. В свою очередь, для обеспечения температурной стабильности уснлителн он охвачен ООС, что требует запаса по коэффициенту усиления.

Входной каскад широкополосного усилителя собран по схеме общий коллектор - общая база, которая имеет хорошие шумовые характеристики и обеспечивает значительное устойчивое усиление в широкой полосе частот. На транзисторе VTl собран генератор тока. Резистор Ю введен для регулировки тока транзистора VTl в небольших пределах. Значение тока транзистора VTl определяет равенство нулю выходного напряжения усилителя прн отсутствии входного сигнала. Низкоомный резистор Л10, подключаемый к базе УТЗ, снижает добротность базового контура, образованного паразитными индуктивиостями монтажа и выводов базы и коллектора транзистора VTZ, а также емкостью Скв этого транзистора, исключая тем самым возможность самовозбуждения схемы. Резисторы Rb и R4 вносят небольшую ООС по току, что приводит к расширению динамического диапазона и линеаризации передаточной характеристики схемы со связанными

20яс

Рис. 6.35. Осциллограммы положительного (луч /) и отрицательного (луч 2) выходных импульсов широкополосного усилителя

эмиттерами.

Усиленный входно. ! сигнал через эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе VTA, поступает на затворы транзисторов VT%, VT9 выходного двухтактного каскада. Устойчивая работа эмиттерного повторителя на емкостную нагрузку (входная емкость мощных Л1ДП-траизнсторов), обеспечивается включением резисторов /?19, Р20 в затворы транзисторов УТ%, VT%. Выходной двухтактный каскад выполнен на двух параллельно включенных в каждое плечо транзисторах. В рассматриваемой схеме использование параллельно включенных транзисторов увеличивает эквивалентную крутизну приборов, а следовательно, и коэффициент усиления выходного каскада. Кроме того, здесь облегчен температурный режим выходных транзисторов и расширен динамический диапазон усилителя.

Включение низкодобротной индуктивности последовательно с резистором R21 позволило значительно уменьшить неравномерность вершины выходного импульса. Необходимый режим работы по постоянному току стабилитрона VD3 обеспечивается токостабилизатором на транзисторе УТЪ.

Схема усилителя охвачена параллельной ООС по постоянному и переменному току. Сигнал обратной связи с выхода усилителя через делители напряжения /?16/?13 и R\R2 поступает на базу транзистора VT2. С помощью конденсатора С6, включенного параллельно резистору Р16, и цепочки, состоящей нз резистора RIA и конденсатора С7, уменьшается колебательный процесс при формировании фронта входного импульса.

Осциллограммы положительного и отрицательного выходных импульсов, иллюстрирующие работу данного устройства, представлены на рис. 6.35.

6.7. Усилители-ограничители и усилители-формирователи

Усилител.-ми-ограничителями называются устройства, выходной сигнал которых пропорционален входному (выз: = Ковх) прн изменении его в некоторых пределах и неизменен, если входной сигнал выходит за эти пределы. Полевые транзисторы, как уже отмечалось, не боятся перегрузок

по входу (если £/вх не превышает по амплитуде Узи макс) и в отлнчне от биполярных транзисторов у них не затягивается процесс выхода из режима перегрузки. Большие токи стока и крутизна мощных ПТ в сочетании с малыми емкостями позволяют формировать в режиме усиления-ограничения импульсы значительной амплитуды при /ф10...20 ис.

На рис. 6.36 показана схема трехкаскадного усилителя-ограничителя [131]. Входной каскад - эмиттерный повторитель на биполярном транзисторе VTI, имеющий низкое выходное сопротивление, служит для умеиьше-

Рис. 6.36. Принципиальная схема трехкаскадного усилителя-ограничителя

Рис. 6.37. Принципиальная схема усилителя-формирователя с параметрической стабилизацией

ния постоянной времени цепи затвора мощного МДП-транзистора VT2. Два последующих каскада (на транзисторах VT2 и VT3) собраны по схеме о общим истоком и имеют гальваническую связь через стабилитрон VD\, который согласует относительно большое остаточное напряжение VT2 Уост 5...8 В с малым напряжением отсечки Уо~1...2 В транзистора УГ2. При амплитуде входного импульса около 5 В выходной импульс имеет амплитуду порядка 35 В, время нарастания 0,7 нс и спада 1 нс. Выходной импульс задержан относительно входного на время около 2,5... 3 ис. Минимальная длительность выходного импульса порядка 1 ис (при колоколо-образиой форме). При подаче на вход усилителя-ограничителя сигналов с большой длительностью фронтов крутизна их на выходе возрастает в Ко раз> где Ко-общий коэффициент усиления всех каскадов усилителя-ограничителя. Пороговые уровни Увых усилителя-ограничителя можно определить по передаточной характеристике каскада, построение которой описано в § 6.2.

Усилители-формирозатели импульсов напряжения стабильной амплитуды должны иметь высокое входное и небольшое выходное сопротивление, сохранять высокую с~.а5;1льность амплитуды при значительном изменении сопротивления нагрузки. Построение подобных устройств заметно упрощается при использовании ПТ. Однако эти приборы имеют большое выходное сопротивление. Существенное уменьшение выходного сопротивления может быть достигнуто в схемах с параметрической стабилизацией амплитуды.

В схеме иа рис. 6.37 [131] в исходном состоянии транзистор VT закрыт. С приходом прямоугольного импульса положительной полярности амплитудой t/вх на вход усилителя в цепи стока ПТ появляется ток /.. Напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Одновермснно увеличивается напряж-ние на первичной обмотке W, и, следовательно, на нагрузочной оЗмотке w2 импч.ьсного трансформатора Тр. В некоторый момент времени напряжения Ucn и сравниваются по величине, вследствие чего открывается VDI. Дальнейшее изменение напряжения на стоке транзистора и На нагрузке Rb прекращается. На этом заканчивается формирование фронта импульса иа выходе усилителя. Начинается процесс формирования вер-

шины импульса После отпирания диода VDl наг.р.-.жение на нагрузке к стоке транзистора выражается соответственно соотношениями

1 + ЧК2

где t/д -падение напряжения иа открытом диоде VD\\ /(2=2/i - коэффициент передачи импульсного трансформатора. Так как условие 6п>Уд выполняется всегда, то

-\ + \1К.

const.

Во1ходное сопротивление усилителя

д1в

( Кг \

где /?д - дифференциальное сопротивление прямосмещеииого диода VDV, /в ы X - ток нагрузки.

Из (6.12) следует, что при любом конечном значении коэффициента Kj выходное сопротивление усилителя меньше сопротивления диода /?д. Например, при Кг = 1 и Кг=0,5 выходное сопротивление /?вьх соответственно составляет 0,25/?д и 0,11/?д. Стабилизирукидее действие диода прекращается, когда с ростом тока нагрузки напряжение i/и уменьшается до напряжения UCVL и ток в диоде спадает до нуля. При этом ток в нагрузке достигает наибольшего значения /вых иакс = с/ -

При токе нагрузки /е>/вых иакс выходное сопротивление схемы будет определяться выходным сопротивлением включенного ПТ. После окончания входного импульса диод VD1 будет сохранять состояние высокой проводимости еще в течение некоторого времени р. В результате длительность импульса тока в нагрузке /нвых превышает длительность усиливаемого сигнала

на величину /р, т. е.

вых = <и-1-<р; р=Тд1п(/с/К2/вых),

где Тд - постоянная времени диода. При использовании современных быстродействующих диодов величина <р может составлять единицы-доли наносекунд.

Для потенциальной развязки входной и выходной цепи усилителя в трансформаторе Тр вводится третья дополнительная обмотка (рис. 6.38). Принцип действия этой схемы аналогичен предыдущей. Напряжение на нагрузке и выходное сопротивление усилителя находятся из выражеииг

У =

К (U + lf)

1 +к,

1+Кг

/?д-

где KiWi/Wi.

Бестраисформаторный вариант схемы усилителя-формирователя показан на рис. 6.39 [131]. Схема состоит из усилителя на полевом транзисторе V71 и ограничителя амплитуды на биполярном транзисторе VT2, включенном по схеме с общей базой. Режим питания схемы выбирается из условия \U i\>\U 2\. При подаче на вход схемы импульса положительной полярности длительностью /и в цепи стока транзистора устанавливается ток 1с . и напряжение Уси. На нагрузке Rb формируется прямоугольный импульс напряжения с плоской вершиной амплитудой [/в= Упг-(Уд1 + УэБ5) (/.1га. Выходное сопротивление формирователя /?вы1= (6-frj)/(P-f 1), где гв -