Вх о-

Е>1 t W

Ю 15 г0Кщ,к0м 2 <> би.нА

S Ю 15 R, л Он

Рнс. 4.22. Резонансный преобразователь с параллельным Z,C-koh-

туром

инвертора на транзисторе КП901 с контурной катушкой индуктивности на керамическом каркасе Z,k=13,7 мкГн и выпрямителем на диодах Д312А и конденсаторах КЮ емкостью 0,1 мкФ. Результаты приведены для параметров схемы Уп = 12 В С/ЗМ=10 В, C,=9800 пФ, т=0,5 при частоте преобразования ; -435 МГц и добротности ненагружеиного контура Qo=40 На вход инвертора поступает сигнал Уз (ш/) = С/З+Свмсозш

Для стабилизации выходного напряжения в резонансных инверторах применяется предварительное регулирование питающего напряжения при неизменной частоте преобразования. Это облегчает оптимизацию преобразователя на заданной частоте. В схеме такого преобразователя (рис. 4.23) [99]

С1 С7

НЬг-

Рис. 4.23. Резонансный преобразователь с умножением напряжения

стабилизация выходного напряжения осуществляется изменением выходного напряжения эмиттерного повторителя УТЬ. Силовые транзисторы VT\ н УГ2 -мощные ПТ КП901А, управляются генератором на транзисторах УТЪ н VTA (КПЮЗЛ н КП302БМ). Резонансный контур образуют вторичная обмотка трансформатора н конденсатор Ск емкостью 330 пФ. Дроссель Lex выполнен на ферритовом кольцевом магннтопрсводе К 12X6X4,5 из материала 400 мм, обмотка содержит 120 витков провода диаметром 0,10 мм. Трансформатор Тр намотан на ферритовом кольцевом магнитопроводе К 12X6X5,5 на материале 1000 НМ с числом витков 40 в каждой обмотке проводом ПЭЛШО-0,1.

Для мощностей нагрузки в сотни BaiT получили распространение полумостовые схемы (рис. 4.24, а) [96]. Когда транзистор VT\ включается, ток

кг/ в .= .р/%

0,6 0,3 1,0 1,2 /,< ff)

Рис. 4.24. Полумостовой преобразователь напряжения (а) и частотная зависимость его выходного напряжения (б)

в дросселе L\ нарастает. Этот ток равен су.мме тока в первичной обмотке трансформатора и зарядного тока конденсатора С1. Через интервал времени, который определяется резонансной частотой контура ClLl, ток в Z.1 и, следовательно, в VT\ станет равным нулю. Затем ток через L1 изменит направление и конденсатор С1 начнет разряжаться.

На рис. 4.24, б представлены регулировочные характеристики полумостового преобразователя, которые являются АЧХ резонансного контура. Значение выходного напряжения зависит от частоты коммутации и добротности контура Q = RLyC\IL, Такие характеристики определяют две рабочие области: Одну ниже, а другую выше точки резонанса. В общем, работа на частотах ниже резонансной дает возможность коммутировать транзисторы при нулевом токе, а иа частотах выше резонансной - при нулевом напряжении.

Переключение при нулевом токе нлн нулевом напряжении - основное достоинство резонансных преобразователей. Однако амплитудное и действующее значения протекающего тока нлн приложенного к ключу напряжения у иих больше, чем в преобразователе с прямоугольной формой тока и напряжения, что приводит к несколько большим потерям в преобразователе

В стабилизирующем источнике электропитания (рис. 4.25), выполненном по полумогтовой схеме на отечественных мощных высоковольтных .МДП-транзисторах КП702Б, стабилизация выходного напряжения осуществляется изменением частоты задающего генератора (интегральный таймер КЮОбВИ). Триггер К561ТМ2 симметрирует управляющие импульсы, которыми через трансформатор Тр\ управляются МДП-транзисторы. Цепь обратной связи содержит дифференциальный усилитель (транзисторы VT3 и VT4 и оптопара АОУ103Б), который изменяет сопротивление времязадающей цепи задающего генератора, а также создает развязку между входом н выходом источника.

При включении источника в сеть заряжается конденсатор С1 и иа аноде диннстора VS растет напряжение. Когда VS включается, энергия конденсатора С1 поступает на конденсатор питания системы управления С2,

нцтв

/tm;

Рис. 4.25. Стабилизирующий сетевой резонансный источник электропитания

что приводит к появлению управляющих МДП-транзисторами импульсов. На обмотке трансформатора Тр2 появляется переменное иапряжение, которым осуществляется дальнейшее питание системы управления. Источник имеет следующие параметры: (/н=5 В, /н=2 А, нестабильность выходного напряжения <0,5% при f\~lb%.

С дополнительной обмотки Тр2 (не показанной на рис. 4.25) получали Un=\2 В при /н=1 А с нестабильностью А(/н<5%. Относительно высокая нестабильность по дополнительному каналу объясняется тем, что обрат-пая связь осуществлялась по выходу 6н=-1-5 В.

Наибольшие выходные мощности получают в мостовых схемах. Пример построения резонансного инвертора тока мощностью 7,5 кВт, Т1=97% и вы-.\-одиой частотой 130 кГц дан в [74] (рис. 4.26). В качестве силовых ключей S схеме используются СИТ-транзисторы с параметрами: напряжение

Рис. 4.26. Резонансный инвертор тока

затвор-исток 80 В, напряжение затвор-сток 600 В, максимальный ток стока 18 А, граничная частота Ю МГц и мощность рассеяния 500 Вт.

В состав силовой схемы (рис. 4.26) входят управляемый трехфазный выпрямитель, индуктивность фильтра La=100 мкГн, конденсатор фильтра Сф=1 нФ, предназначенный для фильтрации высокочастотных пульсаций, силовые ключи. Силовая схема инвертора выполнена по мостовой схеме, в каждом плече которой по три параллельно включенных СИТ-транзистора VT\ - VT3. Схема формирователей импульсов управляющего тока СИТ-тра:1-зистора (рис. 4.27) содержит комплементарные МДП-транзисторы, разде-

Рис. 4.27. Система управления ключами инвертора тока

лительные конденсаторы Ср, которые предотвращают насыщение сердечников трансформаторов. Ток управления СИТ-транзнстором составляет порядка 20 мА во включенном состоянии.

Современные исследования в области резонансных источников электропитания сосредоточены на разработке преобразователей, работающих в области частот преобразования единицы-десятки мегагерц. Разработанные в настоящее время источники электропитания работают иа частотах 1 ... 4 МГц и обладают удельной мощностью до 3000 Вт/дм, что на порядок выше, чем в импульсных преобразователях с прямоугольной формой тока и напряжения.

Глава 5.

Регенеративные импульсные устройства

5.1. Общие сведения

Регенеративные устройства используют регенеративные процессы для получения быстрых перепадов напряжения и тека. Эги процессы обычно обусловле>т: действием внутренней или внешней полкситсльюй обратной связи. Внутренняя обратная связь характерна для нггатроноз - приборов с S-, JV- или Л-образными ВАХ, например лавинных транзисторов, т:1ристо-ров, туниельиых диодов, S-диодов и т. д. Регенеративные устройства с внешней положительной обратной связью чале всего строятся на основе усилителей (в том числе на мощных ПТ).

Если усилитель с коэффициентом усиления К (а) охвачен внешней цепью обратной связи (рис. 5.1,а) с коэффициентом передачи Р(ш), то реге-

Рис. 5.1. Обобщенная схема регенеративного устройства (а) и характер изменения напряжения на выходе (б)

нератнвный процесс оказывается возможным прн двух условиях: баланс фаз и баланс амплитуд. Баланс фаз (9jc - усилителя и фр - цепи обратной связи) соответствует выражению

фк((в)-1-фр(ш)=0

(5.1)

н указывает на вид обратной связи - она положительная (т. е. в любой точке разрыва петли фаза подходящего к ней сигнала совпадает с фазой входного сигнала). Второе условие

Р(ш)/С(ш)>1

(5.2)

соответствует превышению (над единицей) баланса амплитуд (т. е. подходящий к точке разрыва сигнал по амплитуде больше, чем входной, что и ведет к регенеративному росту сигнала).

Если условия (5.1) и (5.2) выполняются на одной частоте ш = Шо и (5.2) близко к равенству, то в схеме рис. 5.1, а возникают синусоидальные колебания. Для регенеративных импульсных устройств условия (5.1) и (5.2) выполняются для довольно широкого диапазона частот ш, причем условие (5.2) соответствует сильному неравенству. В этом случае форма генерируемых колебаний резко отлична от синусоидальной и содержит участки с быстрым изменением тока н напряжения (быстрые регенеративные стадии). На рис. 5.1,6 показана типичная форма выходного напряжения цепи рис. 5.1, а при подаче на ее вход перепада

Длительность быстрых стадий для устройств на негатронах определяется их внутренней инерционностью. Для устройств с внешней положительной обратной связью она определяется инерционностью усилителя и цепи обратной связи (чаще всего инерционностью цепи обратной связи пренебрегают ввиду реализации ее на безреактивных компонентах).

Каскад с общи.м истоком на мощном ПТ имеет инерционность, связанную с его суммарной усредненной емкостью Co=C,iH-fCnn-fСгги. Инерционность, как известно, можно охарактеризовать импульсной добротностью

Q.=/C/t4 = S/Co, (5.3)

где Тф - постоянная времени нарастания фронта; S - крутизна. Если положить /С=1, то Тф=Тп=1/Си, где Тв - характеристическая постоянная времени каскада в области высоких частот. Инерционность каскада ведет к тому, что в схеме рис. 5.1, а нарастание напряжения на выходе усилителя в ходе регенеративного процесса происходит не мгновенно (ри-. 5!, б). Оно характеризуется временем задержки U и длительностью перепада in- Для п-каскадного усилителя теоретический анализ дает время задержки [95]

ип\7п\. (5.4)

В [96] показано, что временная зависимость выходного напряжения определяется переходной характеристикой усилителя (ПХ) h{t), т. е. его реакцией на единичный скачок напряжения на входе. При этом можно выделить два наиболее характерных типа ПХ: первый н второй. Соответственно для них имеем

/!(0=ехр(СиО, /!(0=сЬ(СиО- (5.5)

Переходная характеристика первого тнпа является предельной (т. е. /!(/)->Ч) при i-Qo), а второго тнпа - непредельной. Прн этом всегда ехр(СиО>сЛ(СнО.

В реальных условиях регенеративный процесс обеспечивает сокращение длительности исходного сигнала о(О- поданного (вместе с сигналом обратной связи) на вход усилителя. Если принять, что Uo(/) меняется линейно, т. е. Uo(t)=at, то прн наличии обратной связи напряжение на входе усилителя определяется интегралом Дюамеля:

вх(0= Ио {t-,)dh{l). О

Вычисления этого интеграла дают для ПХ первого и второго типа соответственно

вх(0 = [ехр((? -1)], aBx(0 = sh ((? ;). (5.6)

Выигрыш в скорости роста входного напряжения, достигаемый за счет введения положительной обратной связи, оценивается величиной (р(0 = = Ubx(0/ o(0 или a:=Qb( для ПХ первого и второго тнпа соответственно:

ф,(д;) = (ехр х-1)1х,

(5.7)

(f2{x) =sh{x)lx.

Из (5.6) следует, что выигрыш быстро растет со временем. Это есть следствие регенеративного характера изменения Ubx(0 Ри наличии положительной обратной связи - скорость изменения сигнала при этом непрерывно возрастает. Естественно, что развитие этого процесса ограничивается нелинейностью каскада.

На практике важным параметром является время переключения и, т. е. время, в течение которого входной сигнал Uaxit) меняется от нуля до порогового уровня Uo, при котором наблюдается ограничение сигнала вследствие нелипейности усилителя. Из (5.6) непосредственно вытекает, что время tn для ПХ первого и второго типа соответственно равно (to=Eola)

( =(l/QH)ln(l-fQ ;o), ;n=(l/QH)arch(QHo). (5-8)

Соотношения (5.8) можно использовать для оценки ?п регенеративных устройств на мощных ПТ. Следует помнить, что они выведены для несколько идеализированных моделей регенеративных устройств (но достаточно адекватных реальным условиям).

Произведем оценку /п для регенеративного устройства с ПХ ПервоТо типа. Пусть оно выполнено на ПТ, имеющем 5=30 мА/В, Со=10 пФ (Q = 3-10-5 В/с). Пусть далее Uo(0-сигнал, меняющийся со скоростью а=\ В/нс, а порог £о=5 В (т. е. to=Eola=b не). Тогда из первого выражения (5.8) получим ;п = 0,924 не. Эта величина характерна для регенеративных устройств на мощных МДП-транзисторах КП902 с близкими к указанным значениями Qh. Выигрыш по времени переключения (в сравнении с отсутствием регенерации) немного превышает значение 5.

Релаксационное генераторы - импульсные устройства, в основе работы которых j-ежит релаксация энергии в некотором накопителе-конденсаторе или индуктивном элементе. Релаксаторы обычно работают в одном из двух режимов работы - автоколебательном или ждущем.