и Гс. К основным элементам эквивалентной схемы относятся: нелинейные емкости Сз (£/зи), <зс(зс) Сзс(£/си) Ссч{си) 1:сточннк тока с(зи> си)> описывающий B.jixoflHviO ВАХ. Отметим, что аппроксимация ВАХ обычно учитывает г, г п г.

Эквивалентная схема совместно с режимными зависимостями параметров основных элементов образует математическую и электр:1ческую модели мощных ПТ. Если отдельные элементы (например, диод VD) отражают конструкцию и топологию мощных ПТ, то модель называется топологической. Физическая модель предполагает описание элементов эквивалентной схемы на основе анализа физических явлений, лежащих в основе работы мощных ПТ.

К сожалению, физические и топологические модели слишком сложны и недостаточно отработаны. Поэтому на практике используются электрические модели с формальным описанием режимных зависимостей. При тако.м подходе эквивалентная схема рис. 2.26 (и модели на ее основе) пригодна как для МДП-транзисторов, так и СИТ.

Эквивалентная схема рис. 2.26 в ряде случаев может быть упрощена. Так, в области низких частот и без учета влияния подложки ее можно свести к виду рис. 2.27. Здесь зависимость 1с{изц, (>си) является несколько иной: она уже учитывает Гз, Гн и / (поэтому они исключены). При Ucv\>U3vi зависимость Сзо{изс) можно заменить зависимостью Сзс (t/си). Несмотря иа свою простоту эквивалентная схема рис. 2.27 достаточно корректно описывает работу мощных ПТ н в импульсных режимах (лишь при реализации предельного быстродействия приходится учитывать паразитные индуктивности и цепь ГуСк). Погрешность расчета переходных процессов по модели схемы рис. 2.27 обычно не превышает 10...157о. При большой допустимой погрешности (до 20... 30%) нередко возможна замена нелинейных емкостей Сзв, Сзс и Сси усредненными емкостями (линейными).

Для малосигнальных усилителей схема рис. 2.27 сохраняет свою корректность, если все напряжения и токи считать комплексными величинами, а источник тока /с(№и, Ucn) заменить на источник тока Sf/зи. где S- крутизна в рабочей точке, зашунтированной сопротивлением 2,. На рис. 2 28

Рис. 2.27. Упрощенная низкочастотная эквивалентная схема мощного полевого транзистора

Рис. 2.28. Малосигнальная линейная эквивалентная схе.ма мощного полевого транзистора

представлена несколько упрощенная линейная эквивалентная схема мощного ПТ для области низких и умеренно высоких частот. Для СВЧ-приборов эта схема должна быть уточнена добавлением по крайней мере паразитных иидуктивностей La, Lx и Z-c. Мощный ПТ с эквивалентной схемой рис. 2.28 можно рассматривать как четырехполюсник (вырожденный в трехполюсник). При этом нередко емкости эквивалентной схемы обозначают как С = Сз ,. С12=Сзс и С22=Ссж. Для заданной рабочей точки эти емкости постоянны.

В литературе [26, 29, 38, 40, 50] можно найти множество вариантов рассмотренных выше и более полных эквивалентных схем. Некоторые дополнения нх следует отметить: учет паразитного транзистора, учет защитного стабилитрона во входной цепи некоторых мощных МДП-транзисторов, за-

мена цепи ГкСк более точной распределенной цепью, раздельный учет сопротивлений и иидуктивностей различных частей структуры мощного ПТ и т. д. Разумеется, все это ведет к резкому усложнению моделей и затрудняет их применение в практике инженерного расчета (и даже маиганного моделирования) электронных устройств. Большое число параметров усложненных эквивалентных схем, многие из которых трудно или даже невозможно измерить, делает применение этих схем малооправданным.

Исключением являются эквивалентные схемы GaAs СВЧ мощных ПТ [58, 59]. Работа этих приборов в СВЧ-диапазоне (до 10... 30 ГГц н выше) требует детального учета реактивностей не только внутренней структуры, но и внешних цепей (корпуса, выводов, внутренних проводников н т. д.). Более того, в состав большинства СВЧ GaAs мощных ПТШ входят внутренние корректирующие и согласующие LC-цепи, требующие учета. Эти цепн обеспечивают согласование с генератором и нагрузкой в определенном диапазоне частот и позволяют получать в этом диапазоне максимальный коэффициент усиления по мощности. Для импульсных устройств эти цепи не нужны и могут вызвать паразитные колебания. На частотах выше 10 ГГц сосредоточенные цепи неточно имитируют реальные распределенные компоненты эквивалентной схемы. Тем не менее, учитывая весьма малые размеры активных областей я особую конструкцию корпуса СВЧ GaAs мощного ПТШ, элементы эквивалентных схем их рассматривают как сосредоточенные.

Полная эквивалеитиая схема мощного ПТШ приведена на рис. 2.29 [59]. Штриховой линией обведена часть эквивалентной схемы, соответствующая

Рис. 2.29. Полная эквивалентная схема мощного полевого транзистора с

барьером Шотки

идеализированной элементарной структуре мощного ПТШ. На полной эквивалентной схеме представлены индуктивности стока и затвора Ljm, Lcm, держателя Lhm и индуктивности внешних выводов 1зк, -ск и 1як. В табл 2.5 приведены примерные значения параметров компонент эквивалентной схемы отечественных мощных ПТШ. Точные значения могут заметно отличаться от приведенных вследствие различных способов крепления мощных ПТШ, обрезки части выводов, влияния припоя и т. д.

Эквивалентная схема рис. 2.29 с возможными упрощениями обычно используется для моделирования нелинейных, в том числе импульсных и

Таблица 2.5. Значения параметров элементов эквивалентной схемы

мощного ПТШ

Элемент эквивалентной схемы

Тип транзистора

АП602А, АП602Б, АП602В

Сц, пФ Ci2, пФ С22, пФ Санм, пФ Ссии, пФ Сзси, пФ Cl, пФ

Сг, пФ Сз, пФ

Гз, Ом Гс, Ом Гж, Ом

Res, Ом

/?зс, Ом i-зм, нГн

Ьня, иГн ic , иГн

/-зк, нГн icK, иГн /-ИК, нГн

0,08 0,4-10-0,03 0,02 0,02 0,50 0,02 0,50 5,00 5,00 4,00 3,00 0,50 0,30 0,15 0,30 1,30 1,30 0,01

АП602Г, АП602Д

АП603А, АП603Б

0,16

0.8-10-2 0,06 0,04 0,04 0,50 0,02 0.50 2,50 2,50 2,00 1,50 0,30 0,20 0,15 0,2 1,30 1,30 0,01

0,34 1,2-10- 0.03 0,02 0,06 0,50 0,04 0,50 1,50 1,50 1.50 1.00 0,20 0,20 0,05 0,20 1.00 1,00 0,01

АП61 OA, АП61 ОБ

0.3 (-9 В)

0.12 0.08 0.08 0,02 0.50 0,02 0,50 0,70 0.55 0.60 1.50 0.40 0,12 0.06 0,25 1.30 1.30 0.01

АП915А, АП915Б

0.8(9 В) 0.23 0,29 0.30 0.07 0.50 0.02 0,50 0.18 0.20 0.20 0,60 0.12 0,09 0,06 0,18 1,30 1,30 0,00

ключевых, устройств. Мощные ПТШ часто используются и в линейных СВЧ-устройствах. Эквивалентная линейная схема мощного ПТШ может быть получена из схемы рис. 2.29 заменой источника постоянного тока /с(СЗИ/ Uch) на источник переменного тока /.

На рис. 2.30 представлена эквивалентная линейная схема мощного ПТШ

Рнс. 2.30. Эквивалентная схема СВЧ мощного полевого транзистора ЗП606Б (L, нГн, С. пФ, R, Ом)

ЗП606Б. Источник тока описывается комплексным выражением

, sin шт ехр ( -Ушт)

I РУ мощного ПТШ; т = 6 пс - постоянная времени канала;

f = 0,06 пФ. Значения L, и L2 зависят от длины выводов.

2.6. Шумовые свойства мощных полевых транзисторов

Шумы - хаотические флуктуации тока стока, присущи мощным ПТ, как и любым другим активным приборам. Для мощных ПТ в большинстве применений учет шумов не нужен, поскольку приборы работают в режиме большого сигнала. Однако он необходим, если мощные ПТ используются в ВЧ-усилителях магистральных КВ-радиоприемников, где применение мощных приборов оправдано необходимостью приема слабых сигналов на фойе сильных помех. В LC-геиераторах шумы определяют мгновенную нестабильность частоты dffdt, а также ширину спектра в отсутствие модуляции. Оценка уровня шума важна и для радиопередающих устройств.

В [60] представлены данные о шумах мощных МДП-транзисторов. Шумовые свойства их можно представить двумя генераторами шума, отнесенными ко входной цепи транзистора. Тепловой и избыточный шумы порождают ЭДС вшФ Yеш, действующее значение которой

2 4kTAf

/+/.

где fo и /1 - частотные параметры шума; / - частота, на которой в полосе Д/ определяется бш. Источник шумовой ЭДС вш включается последовательно с входной цепью.

Другая компонента - дробовой шум, порождает ток, среднеквадратичное значение которого im = 2elcAfKo, где е-заряд электрона; /с -ток стока; Ко-параметр шума.

Источник тока 1ш= lm включается параллельно входной цепи.

Таким образом, шумовые свойства мощных МДП-траизисторов характеризуются тремя параметрами; fo, fi и Ко- Отношение fo/fi показывает, во сколько раз избыточный шум превышает тепловой в области своего максимума (f=0); разность f=fo-fi определяет частоту, на которой избыточный шум равен тепловому; Ко характеризует уровень дробового шума.

В [60] описана методика определения этих параметров и приведены данные о шумах приборов КП901, КП904 и КП907. Для частот fo и fi получены следующие значения;

/о, МГц

КП901А.............72,3

КП904А.............21,9

КП907А.............99,3

fi, МГц

0,238 0,306 1,134

В табл. 2.6 даны частотные зависимости шума и коэффициента усиления Таблица 2.6. ЭДС шума мощных МДП-транзисторов на разных частотах

Ки при )Af=0,2 кГц, /?г=75 Ом, £/си=30 В и Ус = 0,1 А. Из таблицы можно сделать вывод о малом уровне шумов мощных МДП-транзнсторов. Так, из данных [60] вытекает, что передатчик с автогенератором на транзисторе КП907А и усилителем мощности иа транзисторах КП904А при мощности 50 Вт в диапазоне частот 30... 80 МГц при пятипроцентной отстройке и рабочей полосе частот Af=20 кГц имеет отношение шум-сигнал минус 150 дБ.

Глава 3.

Ключевые устройства

3.1. Типовая схема ключа

Ключ - устройство для переключения электрической энергии. Ключи на мощных МДП-транзисторах близки по свойствам к идеальному ключу. Онн управляются сигналами малой мощности, имеют высокое быстродействие, ничтожные токи в выключенном состоянии и малое (хотя конечное) сопротивление в открытом состоянии.

Рабочие напряжения в ключевых устройствах на мощных ПТ достигают сотеи вольт, токи - десятков ампер (хотя и не одновременно). Времена переключения ключей (от долей наносекунд для маломощных ключей до десятков иаиосекуид для мощных) примерно на порядок меньше получаемых от устройств иа биполярных транзисторах. Отсутствие явлений накопления и медленного рассасывания неосновных носителей в структуре, слабая подвержеииость вторичному пробою, малые токн управления в статическом режиме, возможность (для ряда приборов) согласования с ТТЛ-микросхе-мамн - все это делает ключи на мощных ПТ перспективными для многих применений. В их числе формирователи импульсов, ключевые регуляторы напряжения и тока, инверторы, источники вторичного электропитания и др.

Типовая схема ключа на мощном МДП-траизисторе с общим истоком представлена на рис. 3.1, а, рис. 3.1,6 поясняет выбор рабочих точек в статическом режиме. Точка / соответствует (Увх №и =0 и закрытому транзистору, точка 2 {изи = (Увх м) - открытому транзистору. В закрытом состоянии через транзистор протекает неуправляемый (начальный) ток стока /свач, а в открытом - ток /я (обычно /н /сяач). Используя семейство ста-

Hh.7 -г

Рнс. 3.1. Схема ключа на мощном МДП-транзисторе (а) н графические построения для расчета его статических режимов (6)

тических ВАХ реального прибора и графические построения рис. 3.1,6, нетрудно найтн параметры статического режима ключа. Точный расчет статического режима и переходных процессов возможен только при использова-иин ЭВМ. Он будет описан в гл. 10. Ниже излагаются основы приближенного аналитического расчета ключа [12].

Ключ выключек, если входное напряжение UbiL<Uo, где Uo - пороговое напряжение отпирания транзистора. Для мощных МДП-траизисторов (/о>0, поэтому обычно ключ занрыт при 1/вх=0. Для надежного отпирания транзистора амплитуда входного импульса выбирается из условия г/вхы>(1,2... 1,5)((;о+/я/5о), где / = (; /(/? +/?ся).

Напряжение на стоке выключенного транзистора U си,ыкл=£/п-/с включенного транзистора U СИ вкл

9 вкл Iwiui Jbiwi 1/ бияя

Рис. 3.2. Переходные процессы в схеме ключа

,/?H=f/n, а иапряжение на стоке

/?си/н = /?сиУп/(/?я-1- он).

Переходные процессы (рис. 3.2) имеют шесть характерных стадий. На первой стадии (задержка включения) напряжение исИ() = СИ вкл = соп51 и происходит заряд емкостей Сзя и Сзс через резистор Rt с постоянной времени т1 /?г(Сэи-1-Сзс). В ходе заряда иапряжение изи() меняется по экспоненциальному закону изи(0 =fBx м[1-ехр (- ti)] и в момент времени <=звкл достигает значения изи(вкл) = >о. Длительность этого интервала

и вкл = /?г(СакЧ-Сзс) 1п [(;вхм/(Увхм-t/o)]. (3.1)

На второй стадии (включение) транзистор отпирается и ключ переходит в активный усилительный режим работы. Коэффициент усиления для приращений напряжения ucn(t) равен Ko = SoRs я при типовых /?я = 50...200 Ом (для t/n ~400... 500 В) изменяется от 50 до 200. Это говорит о том, что приращение Дизи (0 Аиси {t)IK.o мало, несмотря на большую величину Диси(0~п. Для этой стаднн характерно действие сильной отрицательной обрат/юй связи через емкость Сзс (аналогично эффекту интегрирования Миллера в ламповых схемах). В результате действующее значение входной емкости ргзко возрастает: Свх о=Сз -1-Сзс(1-Ь/Со) =Сз + Сзс(1-f 5о/?я) Это приводит к характерному замедлению изменения напряжения U3H{t) из-за возрастания постоянной времени Твх о=/?гСвх о. Нелинейность зависимости Сзс(иси) может приводить даже к уменьшению изи(/), так как при спаде иси(0 емкость Сзс и постоянная времени Тзх о дополнительно возрастают.

Практическую оценку для длительности этой стадии /в к л можно получить, усреднив Сзс (при этом значение средней емкости Сзс весьма близко к паспортному) и напряжение изи иа участке его медленного изменения, Для этого полагаем изи(0 равным среднему значению напряжения на затворе в середине этой стадии: У зИо= -f (fn-Усивкл)/2/?н5о. При указанных выше типовых значениях /? соблюдаются условия

Свх о Сзс (1 +/?н5о) Сэи, Твх 0 /?гСзс (1 -Ь/?н5о) >TBMx = /?B(CcE-f Сзс),

что говорит о несущественном влиянии емкостей Сзи н Сси на переходный процесс включения,

За счет действия обратной связи средний входной ток 1вх=((/вхм- -1/зи о) ?.- const автоматически компенсируется током разряда емкости Сзс: Юзе = С3cdu си Idt (как в интеграторе Миллера). При IIx = const спад