самым изысканным требованиям. Причина такого парадокса в том, что усилители практически лишены интермодуляцвоииых и динамических искажений, а в спектре их выходного сигнала присутствуют лишь гармоники с малыми номерами.

8.6. Усилители мощности с импульсным регулированием

класса D

Помимо рассмотренных выше HiFi усилителей имеется множество областей применения, где нужны менее качественные усилители, но с предельно высоким КПД. Достаточно отметить усилители для мегафонов, трансляции справок, объявления тревоги и т. д.

Наиболее высокий КПД обеспечивают усилители активные приборы которых работают в ключевом режиме (класс D). Для управления нх током обычно применяется шнротно-импульсиая модуляция ШИМ (рис. 8.32). Под управлением модуляторов ШИМ происходит поочередное переключение ключей К1 и К2 с частотой, заметно превышающей мажин-мальяую частоту синусоидального входного сигнала (рис. 8.33). Получаемые с выхода ключей прямоугольные импульсы с nespesMeHHoft сиважн стью преобразуются в синусоидальный сигнал LC-фнльтром.

Если пренебречь динамическими потерями, то КПД в классе D г\ = ~Ra/{Ra + rK), где лк - сопротивление ключа в открытом состояннн. При

Рнс. 8 32. Структурная схема усилителя класса D с ШИМ

Коняаратор

На e*eit мялартта

- ШМП-еаия мв imete яёяшарамфрй

Рис. 8.33. Временные диаграммы работы ШИМ

Гк- -0 П- -1. Для мощных МДП-транзнсторов Гк=/?си bmI/So и реальные значения ti = 0,9 ... 0,98.

Если /я - частота низкочастотного сигнала, а /м - частота модуляции, то спектр ШИМ содержит гармоники mfa±nfx; mfu±nfa, где т и л -целые числа. Отсюда видно, что желательно применение как можно более высокочастотной модуляции. Считается приемлемым иметь fulOfa. Например, если /н = 20 кГц, то частота модуляции должна быть не менее .200 кГц. Уже одно это обстоятельство делает перспективным пр! енеиие в Качестве ключей в схеме рнс. 8.30 мощных МДП-транзнстороз

На рнс. 8.34 представлена схема усилителя мощности класса D, обеспечивающего мощность в нагрузке Рнм=100 Вт. На выходе усилителя установлен сложный фильтр с /?С-цепямн, ослабляющими эффект возрастания

Генгратор

un/tj/JibctS

\-15B Вх CI Kt

XI 0,1 пк

OS 0,1 п/(

390 П-УВ1

-15ВЬ

0,1 хк

li уиг

гтоо

15мк

к грвпмаг 1*0пк fopu/пеяю о

О, О068пк

СЮ =L. С11 0,1пи1 0,1пк]

>R12 SS

.2mes

Рис. 8 34. Схема усилителя класса D с выходной мощностью 100 Вт

полного сопротивления громкоговорителя на частоте механического резонанса диффузора.

Глава 9.

Высокочастотные и сверхвысокочастотные усилители мощности и генераторы гармонических колебаний

9.1. Общие сведения о ВЧ- и СВЧ-усилителях мощности

Усилители мощности (УМ) ВЧ- и СВЧ-колебаинй - устройства, предназначенные для усиления по мощности синусоидальных сигналов. Оин применяются в качестве оконечных каскадов радиопередатчиков (рис. 9.1), в

под

Рис. 9.1. Типовая функциональная схема радиопередатчика с выходным усилителем на мощных МДП-транзисторах

Рнс. 9.2. Обобщенная схема усилителя мощности на активном четырехполюснике

промышленных технологических установках (например, СВЧ-нагрева) и т. д.

Усилители мощности могут быть узкополоснымн (обычно резонансными) и широкополосными. Узкополоснымн усилителями называют усилители, полоса усиливаемых частот которых 2Af</o> где fo -средняя частота диапазона усиливаемых частот. Широкополосные усилители обычно имеют Д/>

>fo. Граница в 300 МГц между ВЧ- и СВЧ-диапазоиами для УМ на мощных ПТ условна. Правильнее говорить о СВЧ-области частот как области, в которой нельзя пренебрегать частотной зависимостью параметров мощных ПТ.

Усилитель мощности можно рассматривать как четырехполюсник (рис. 9.2) и характеризовать системой У-, Н- или G-параметров. Для детального описания четырехполюсника используются эквивалентные схемы мощных ПТ. Однако чаще четырехполюсник рассматривается как черный ящик , параметры которого (входной, выходной, передаточный имми-танс, крутизна и т. д.) определяются эксйериментально. Под иммитансом понимается полное комплексное сопротивление, или проводимость.

С изменением частоты обычно сильно меняется входной иммитаис мощных ПТ WBX=i?Bx-bBi. Реактивная составляющая его может изменять настройку резонансных контуров в УМ, а активная составляющая {Rbi) обусловливает потери во входной цепи, т. е. влияет на коэффициент усиления по мощности. Кроме того, значение Rx определяет целесообразный способ возбуждения УМ.

На рис. 9.3 представлены зависимости Rexif) для ряда отечественных мощных МДП-транзисторов. Видно, что Rbx для всех приборов резко па-

ix. On

0 to m fooo

У./ГГц

Рис. 9.3. Частотные зависимости активных составляющих входных сопротивлений мощных МДП-транзисторов

дает с ростом f, достигая при /, равной сотни мегагерц, очень малых значений (единицы - десятки ом).

Когда Rbx велико - десятки ом и выше (частоты до десятков мегагерц), для возбуждения каскадов можно использовать параллельный LC-контур. При малых Rbx для возбуждения каскадов применяются после-доватсьный колебательный контур и режим источника тока.

Пусть Тп, 22 и Uji - соответственно входной, выходной и передаточный иммитаисы четырехполюсника, а Тц - иммитанс обратной передачи. Пусть далее и Тя - иммитаисы генератора входного гармонического сигнала и нагрузки. Тогда из общей теории четырехполюсника можно найти основные параметры усилителя. Это входной иммитаис Wbx= = 11,- 72,ri2/(lFjj+W ), выходной иммитаис Wbmx = W2!(-U7j,W ;(W + + Wr). Коэффициент усиления по мощности рабочий Кр=Рвыт1Рвх = = 121 IRe f /! 22-l-в Re Wax и коэффициент усиления по мощности номинальный /Срн=Риых/Рг=4 \ Re WrRe (Wii + r) (W) - - Параметр Кр характеризует отношение Рвых к мощности потерь

во входной цепи Рвх, а /Сря -к мощности, отдаваемой источником входного сигнала Рг.

Резонансные УМ используют колебательные контуры, причем реактивные составляющие иммитансов мощных ПТ входят в состав реактивностей контуров. Это гарантирует эффективную их компенсацию. Такие усилители обеспечивают получение малых амплитуд высших гармоник выходного сигнала, которые отсеиваются высокодобротиым контуром. Это облегчает и применение нелинейных режимов работы (классы АВ. В и С) с повышенными энергетическими показателями. Основные недостатки резонансных УМ: необходимость перестройки контуров, большие габариты элементов (особенно переменных и подстроечиых конденсаторов и катушек переменной индуктивности - вариометров).

Колебательный контур в выходной цепи даже при иесинусоидальном токе стока мощного транзистора порождает гармоничность сигнала иа стоке. Если его амплитуда мала, то импульс тока стока имеет форму обрезанной косинусоиды. Это соответствует недонапряженному режиму работы УМ (рис 9.4). В перенапряженном режиме амплитуда сигнала иа стоке на-

Рис. 9.4. Формы импульсов тока стока в недоиапряжен-ном (а) и перенапряженном (б) режимах работы УМ

Столько зстика, что рабочая точка попадает на крутые области ВАХ и временная зависимость тока стока приобретает характерный провал (рис. 9.4). Граница между этими режимами соответствует критическому режиму.

В УМ часто применяют нейтрализацию, т. е. компенсацию ОС через проходную емкость ПТ с помощью внешних ОС. Это содействует устойчивости каскада, т. е. отсутствию самовозбуждения и нестабильности настройки во всей полосе усиливаемых частот.

Преимущества ПТ в УМ по сравнению с биполярными транзисторами заключаются в меньших искажениях гармоничности выходного сигнала (меньшем числе высших гармоник, побочных частот и др.), более стабильной работе и в более высоких энергетических показателях. Мощные ПТШ иа основе арсенида-галлия обеспечивают получение мощностей доли - единицы ватт иа частотах до 10... 20 ГГц.

В основном мощные ПТ применяются в генераторах с внешним возбуждением (т. е. в УМ). Но на них могут строиться и LC-автогенвраторы. Их энергетические параметры примерно соответствуют указанным для усилителей мощности (т. е. мощности достигают сотен ватт в ВЧ-диапазоне).

в последнее время резонансные уснлителн мощности (инверторы) н LC-генераторы стали применяться и в бестрансформаторных источниках электропитания [95-99]. Как уже отмечалось, это позволяет повысить частоту преобразования до сотен килогерц - десятков мегагерц и значительно снизить массогабаритные показатели источников питания.

9.2. Резонансные усилители мощности с параллельным контуром

на выходе

На рис. 9.5 упрощенно представлены три наиболее распространенные схемы резонансных УМ с параллельным контуром на выходе. Они отличаются

Рнс. 9.5. Схемы резонансных УМ с параллельным контуром на выходе

видом связи с нагрузкой. Предполагается, что все они возбуждаются гармоническим сигналом, так что иапряжение на затворе гйи ((оО = (Уз \-+ £/ЗиС08(о<, где (0=2 я/ - круговая частота; 1/Зи - амплитуда косинусоиды: Uz -напряжение смещения на затворе, задающее класс работы усилителя.

Контур в выходной цепн обычно настроен в резонанс с входной частотой. Резонансная частота контура /о= 1/2п LC, где С -общая емкость контура. Для возбуждения каскада на входе также обычно устанавливается LC-контур, но на схемах рис. 9.5 ои ие показан. Если fo=nf, где п=2, 3, 4,..., то УМ выполняет функции умножителя частоты.

Благодаря фильтрующим свойствам выходного 1С-контура напряжение иа стоке в иедонапряжениом режиме также близко к гармоническому, т. е. uci{(>)t)=Uc-UcKCos(>)t, а ток стока имеет форму отрезков косинусоиды с углом отсечки 9-arccos((t/o-)/t/3u).

На рис. 9.6 показано графическое построение формы импульсов тока стока ic{t) для разных амплитуд Ucu.

Bt f? ff tfU,..B-ir/2

Рис. 9.6. Графическое построение формы импульсов тока стока УМ

Кривые 1 & 2 относятся к недоиапряжениому и критическому режимам работы, а 3,4 - к перенапряженному.

Из реальных построений (для транзистора КП901) можно сделать вывод, что переход из иедонапряжеиного режима в критический происходит плавно. Прн этом форма импульсов тока стока близка к косинусоидаль-ной (т. е. допустима их гармоническая аппроксимация, при которой можно использовать квазилинейный метод расчета усилителей).

Для мощных МДП-транзнсторов ввиду плавности перехода из пологого участка ВАХ в крутой трудно дать четкое определение критической лнннн ВАХ, задающей переход нз недонапряженного в перенапряженный режим. Можно принять (приближенно), что такой переход имеет место, если u{t) падает меньше, чем до уровня 1/зи=1/зим.

Таким образом, для расчета энергетических показателей усилителей (см. рнс. 9.5) в иедонапряжениом и критическом режимах достаточно определить угол отсечки 9 и амплитуду /см импульсов тока стока. Тогда относительная постоянная составляющая тока стока, амплитуды первой и высших гармоник определяются через хорошо известные коэффициенты Берга [45, 46]:

sin 9-9 COS 9

п(1-COS 9)

9-sin 9 cos 9

/см ~ я (1-cos 9)

2 sin (п9) cos 9-ncosn9sin9

п(п2 -1)(1-cos9)

Этн коэффициенты получены разложением в ряд Фурье импульсов тока стока при их гармонической аппроксимации. Амплитуда я-й гармоники А = =8Ауп, где у =Оп(1-cos9); А - амплитуда входного сигнала.

На рнс. 9.7 представлены зависимости о, аь г н з от угла отсечки 9. Заметим, что угол 9=180° соответствует работе усилителя в классе А. Мак-

Рис. 9.7. Завионмости ко- Рис. 9.8. Формы импульсов тока стока в

эффициентов разложения слабоперенапряженном (а) и перенапря-косниусоидального импульса женном (б) режимах

а от угла отсечки 9

симальное значение Oi (и соответственно максимальная мощность на первой гармонике) соответствует 9 = 120°.

Из проведенного анализа вытекает, что усилитель мощности может использоваться в качестве умножителя частоты, если \а=п\. При этом также существуют оптимальные углы отсечки, например 9=60° при удвоении частоты (максимум аг) и 9=40° прн утроении частоты (аз максимален).

Для приближенной оценки энергегичеоких показателей можно воспользоваться приближенным представлением для формы импульсов тока стока (рнс. 9.8, а) для напряженного и слабоиеренапряженного режимов (когда еще нет заметного провала тока). В этом случае импульс тока характеризуется нижним в и верхним ф углами отсечки, а коэффициенты Берга вычисляются по формулам